在開關(guān)電源市場中，400W以下的電源大約占了市場的70-80%，而其中反激式電源又占大部分，幾乎常見的消費類產(chǎn)品全是反激式電源。

兩種模式CCM和DCM

1、CCM（ContinuousConductionMode），連續(xù)導(dǎo)通模式：在一個開關(guān)周期內(nèi)，電感電流從不會到0?；蛘哒f電感從不“復(fù)位”，意味著在開關(guān)周期內(nèi)電感磁通從不回到0，功率管閉合時，線圈中還有電流流過。

2、DCM，（DiscontinuousConductionMode）非連續(xù)導(dǎo)通模式：在開關(guān)周期內(nèi)，電感電流總會會到0，意味著電感被適當(dāng)?shù)亍皬?fù)位”，即功率開關(guān)閉合時，電感電流為零。

兩種模式在波形上的區(qū)別

變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發(fā)生阻尼振蕩。（Vf次級反射到原邊電壓）。因此我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。

MOSFET在開通和關(guān)斷瞬間寄生參數(shù)對波形的影響

（1）DCM（Vds，Ip）

在MOS關(guān)斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠(yuǎn)超過Vin+Vf，這是因為，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，這個感應(yīng)電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側(cè)加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。

當(dāng)次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當(dāng)于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結(jié)電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結(jié)電容放電。Vds電壓開始下降，經(jīng)過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路以及其它寄生電阻的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。

f1比f2大很多（從波形上可以看出），這是由于漏感一般相對較小;同時由于f1所在回路阻抗比較小，諧振電流較大，所以能夠很快消耗在等效電阻上，這也就是為什么f1所在回路很快就諧振結(jié)束的原因?。ň唧w諧振時間可以通過等效模型求解：二次微分方程估算）

（2）CCM（Vds，IP）

（3）其他一些波形分析（次級輸出電壓Vs，Is，Vds）

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet開通on時刻，變壓器副邊都有震蕩。主要原因是初次及之間的漏感+輸出肖特基（或快恢復(fù)）結(jié)電容+輸出電容諧振引起，在CCM模式下與肖特基的反向恢復(fù)電流也一些關(guān)系。故一般在輸出肖特基上并聯(lián)-一個RC來吸收，使肖特基應(yīng)力減小。

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet關(guān)斷off時刻，變壓器副邊電流IS波形都有一些震蕩。主要原因是次級電感+肖特基接電容+輸出電容之間的諧振造成的。

（4）RCD吸收電路對Vds的影響

在MOS關(guān)斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠(yuǎn)超過Vin+Vf！這是因為，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，這個感應(yīng)電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側(cè)加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉

（5）Vgs波形

為使mosfet在開通時間的上升沿比較陡，進(jìn)而提高效率。在布線時驅(qū)動信號盡量通過雙線接到mosfet的G、S端，同時連接盡量短些。