由于第四橋臂的引入，對比三相三橋臂變換器，負(fù)載相電壓的電平數(shù)從五個(±2Udc/3, ±1Udc/3, 0)降低到三個(±Udc, 0)，因此自然的，相同電路參數(shù)下，輸出電流的諧波畸變度將會更大，下圖所示為相同開關(guān)頻率，相同濾波器參數(shù)以及輸出相同電流有效值情況下，兩種拓?fù)涞呢?fù)載電壓電流波形與電流THD對比，三相四橋臂變換器輸出電流諧波含量明顯更高。（參考鏈接：三相四線變換器拓?fù)渑c原理簡介）因此，為了滿足電能質(zhì)量要求，可能需要進(jìn)行拓?fù)涠嘀鼗蚨嚯娖酵負(fù)涞膽?yīng)用，這將會顯著增加功率器件成本，此時在三相四橋臂變換器中應(yīng)用SiC MOSFET將會是更好的選擇，無需增加更多功率器件，利用其高頻開關(guān)的特點(diǎn)優(yōu)化諧波性能，同時更低的損耗和更高的轉(zhuǎn)換效率結(jié)合儲能系統(tǒng)也可帶來可觀的經(jīng)濟(jì)收益。

圖1. 三相三橋臂變換器相電壓，電流波形，

電流THD=3.23%

圖2. 三相四橋臂變換器相電壓，電流波形，

電流THD=4.83%

在導(dǎo)通特性方面，由于IGBT的PNP+NPN結(jié)構(gòu)，在集電極側(cè)產(chǎn)生額外的PN結(jié)電壓，因此其輸出特性會包括來自PN結(jié)的轉(zhuǎn)折電壓降，而SiC MOSFET的輸出特性曲線在到達(dá)飽和區(qū)之前則類似于正比例直線，這使得在低電流區(qū)域，SiC MOSFET的導(dǎo)通損耗顯著更小，如圖3所示。此外，SiC MOSFET可以反向?qū)ǎ娏魍ㄟ^溝道從源極流向漏極，其導(dǎo)通電阻非常小。因此，在實(shí)際應(yīng)用中，建議使用這種同步整流模式，盡量減少死區(qū)時間可以幫助減小體二極管的導(dǎo)通時間，進(jìn)一步減少導(dǎo)通損耗。

圖3. 同電流規(guī)格SiC MOSFET與IGBT損耗對比

在開關(guān)特性方面， SiC材料具有比Si材料更高的電子漂移速度，同時由于SiC MOSFET的單極導(dǎo)電特性，相比IGBT，關(guān)斷時不存在拖尾電流現(xiàn)象，因此關(guān)斷損耗大大降低。由于SiC二極管非常小的反向恢復(fù)能量，SiC MOSFET的開通損耗也遠(yuǎn)小于Si IGBT。如圖3所示， SiC MOSFET在相同電流下表現(xiàn)出顯著更低的開關(guān)損耗和更低的溫度相關(guān)性。

通過PLECS仿真定量比較IGBT應(yīng)用于T-NPC 三相四橋臂變換器和SiC MOSFET應(yīng)用于兩電平三相四橋臂變換器的性能差異，以工商業(yè)PCS離網(wǎng)放電工況為例，分別在負(fù)載均衡和不平衡情況下進(jìn)行對比。結(jié)果表明，在相同的相電流THD指標(biāo)下，SiC解決方案在損耗、效率、濾波電感參數(shù)減小、系統(tǒng)簡化等方面具有優(yōu)勢。

圖4. 兩電平SiC MOSFET方案

圖5. 三電平IGBT方案

以額定功率125kW PCS為例，對于兩電平SiC方案，應(yīng)用IMZA120R030M1H 6并聯(lián)，對于T-NPC IGBT方案，豎管采用IKY75N120CH7 6并聯(lián)，橫管采用IKZA75N65EH7 6并聯(lián)，其他仿真條件如下表所列：

(1) 負(fù)載平衡，110%長期過載工況下，IGBT受限于開關(guān)損耗，開關(guān)頻率通常小于20kHz。為了實(shí)現(xiàn)相同的總諧波失真（THD），以THD=3.15%為例，兩電平SiC方案的濾波電感為142uH，而T-NPC方案的濾波電感需要增加到223uH。對于SiC方案，單個SiC MOSFET的損耗約為36.3W，最大結(jié)溫為132.3℃，PCS效率達(dá)到99.03%（僅考慮功率半導(dǎo)體損耗）。對于T-NPC IGBT方案，豎管（如T1）是損耗最高的功率器件，單個IGBT的損耗約為35.5W，由于芯片尺寸更大，最高結(jié)溫為116.5℃，但整體效率低于前者，為98.58%。因?yàn)槿嘭?fù)載平衡，N線電流非常小，第四橋臂功率器件的損耗非常低。

圖6. 兩電平SiC方案相電壓電流波形，電流THD=3.15%

圖7. 三電平IGBT方案相電壓電流波形，電流THD=3.14%

綜上，在三相負(fù)載平衡條件下，應(yīng)用兩電平SiC方案可以簡化電路拓?fù)洌β势骷?shù)量減少50%，相同相電流THD下，濾波電感感值減少36%，效率提升約0.5%。

(2) 100%負(fù)載不平衡工況意味著某一相與第四橋臂共同構(gòu)成單相輸出，其余兩相不工作。仿真以110%過載條件下單相全功率輸出為例，即單相輸出功率為：

對于兩電平SiC方案，T1/T2和T7/T8的損耗相當(dāng)，分別為34.5W和34.3W。但是，它們的最大結(jié)溫相差6℃，分別為129.8℃和123.8℃，如圖8所示。這是因?yàn)榈谒臉虮巯喈?dāng)于輸出三倍頻成分，體現(xiàn)在功率器件上為較小的結(jié)溫波動。對于三電平IGBT方案，以A相為例，豎管T1/T4的損耗與三相負(fù)載平衡條件下相同，為35.3W，最高結(jié)溫為116.2℃。然而，在100%不平衡條件下，第四橋臂的橫管導(dǎo)通時間較長，T14/T15的損耗為19.0W，D14/D15的損耗為19.5W，且導(dǎo)通損耗占較大比例。因此仿真中第四橋臂橫管會成為結(jié)溫最高點(diǎn)，為128.5℃。總體來看，在100%不平衡負(fù)載工況下，兩種方案的最高結(jié)溫差異很小。

圖8. 兩電平SiC方案T1/T2與T7/T8不同的結(jié)溫波動

總結(jié)

三相四橋臂變換器具有最強(qiáng)的抑制三相電壓不平衡能力和靈活的單相供電能力。通常使用三次諧波注入的載波調(diào)制方法來提高直流電壓利用率以及方便的解耦三相控制。對于三相四橋臂變換器，兩電平SiC MOSFET方案相對于三電平IGBT方案具有一定優(yōu)勢，一是簡化系統(tǒng)拓?fù)洳⒋蟠鬁p少了功率器件的數(shù)量，二是考慮到平衡和不平衡負(fù)載條件下，兩者的最高結(jié)溫基本相同，但在相同輸出電流THD的情況下，前者具有更高的效率，可以應(yīng)用更小的濾波電感，因此具有更高的功率密度，一定程度上是更具性價比的方案。