1 引言

在設(shè)計你的變換器前，你必須首先選擇電路拓撲。因為其它所有電路元件設(shè)計，像元件選擇，磁芯設(shè)計，閉環(huán)補償?shù)鹊榷既Q于拓撲。所以在設(shè)計開始之前，你得首先仔細研究所要開發(fā)的電源的要求和技術(shù)規(guī)范：輸入、輸出電壓，輸出功率、輸出紋波、電磁兼容要求等等，以保證選擇適當?shù)耐負洹?/p>

在電力電子技術(shù)教科書和開關(guān)電源書籍中只是概要地介紹幾個基本的拓撲，分別說明這些拓撲工作的基本概念，輸出與輸入關(guān)系，和對元器件基本要求等等，而很少或沒有指出該拓撲的長處和短處以及相應(yīng)的應(yīng)用場合。而在有關(guān)文獻中討論的拓撲就非常多，單就諧振變換器拓撲就有數(shù)百種。在如此眾多的拓撲中，實際看到經(jīng)常在產(chǎn)品中使用的拓撲只有大約14種。為何有如此巨大差距？一個很重要的因素是作為電源商品，成本(軍品另當別論)和質(zhì)量作為第一目標。因此，選擇的電路拓撲應(yīng)當考慮到電路復(fù)雜性和是否成熟，該拓撲可能使用的元器件定額和是否易購，制造是否需要高級技術(shù)人員、特殊的測試設(shè)備、元器件是否嚴格篩選等等，應(yīng)當從整個電源產(chǎn)品效率、體積、成本以及技術(shù)條件和規(guī)范綜合因素考慮。因此盡管眾多研究者為了提高電源效率，減少體積研究如何減少開關(guān)損耗，提高開關(guān)頻率，提出如此多的拓撲，發(fā)明者申請了大量專利。這些拓撲和專利在理論上是有價值的，并存在應(yīng)用的可能性，軟開關(guān)PWM和有源箝位等技術(shù)都是從研究諧振，準諧振變換器發(fā)展而來的。這些新拓撲和專利在某一方面提出了新的途徑和方法，但也會帶來某些方面的不足，作者和申請者不可能面面俱到。理論上先進就能做出最好產(chǎn)品，這是天真的想法。理論研究始終是探索性的，始終走在生產(chǎn)的前面；而產(chǎn)品是該領(lǐng)域研究最充分，經(jīng)過若干因素折衷的實踐產(chǎn)物。這也是理論研究與生產(chǎn)實際的差別。同時也是專利與生產(chǎn)力的距離。專利往往只是一個好主意（good idea），只是在某一方面有獨創(chuàng)性，是否能轉(zhuǎn)變?yōu)楫a(chǎn)品那就是另一回事。如果為了將效率提高1％，而使得成本提高10％，這是任何廠商不愿意做的。因此很少專利轉(zhuǎn)變?yōu)樯a(chǎn)力就不足為奇了。但是在體積、重量要求嚴格而批量小的軍品則另當別論。

決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。圖2.1示出了常用隔離的拓撲相對適用的電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出電壓路數(shù)，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍等有關(guān)。一般情況下，對于給定場合你可以應(yīng)用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應(yīng)用是絕對地適用，因為產(chǎn)品設(shè)計還有設(shè)計者對某種拓撲的經(jīng)驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術(shù)人員要求、調(diào)試設(shè)備和人員素質(zhì)、生產(chǎn)工藝設(shè)備、批量、軍品還是民品等等因素有關(guān)。因此要選擇最好的拓撲，必須熟悉每種拓撲的長處和短處以及拓撲的應(yīng)用領(lǐng)域。如果隨便選擇一個拓撲，可能一開始就宣布新電源設(shè)計的失敗。

2 輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的Buck，Boost共地變換器。這些電路結(jié)構(gòu)簡單，元器件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出需要與輸入隔離。

在選擇拓撲之前，你首先應(yīng)當知道輸入電壓變化范圍內(nèi)，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓？例如，Buck變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的場合，所以，輸出電壓應(yīng)當在任何時候都應(yīng)當?shù)陀谳斎腚妷?。如果你要求輸?4V，輸出15V，就可以采用Buck拓撲；但是輸入24V是從8V～80V(MIL－STD－704A），你就不能使用Buck變換器，因為Buck變換器不能將8V變換成15V。如果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用Boost拓撲。

如果輸出電壓與輸入電壓比太大（或太?。┦怯邢拗频模巛斎?00V，要求輸出48V還是采用Buck變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒有超出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關(guān)頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調(diào)節(jié)合適的占空比。達到較好的性能價格比。

3 開關(guān)頻率和占空比的實際限制

3.1.開關(guān)頻率

在設(shè)計變換器時，首先要選擇開關(guān)頻率。提高頻率的主要目的是減少電源的體積和重量。而占電源體積和重量最大的是磁性元件?，F(xiàn)代開關(guān)電源中磁性元器件占開關(guān)電源的體積（20%～30%），重量（30%～40%），損耗20%～30%。根據(jù)電磁感應(yīng)定律有

式中U－變壓器施加的電壓；N－線圈匝數(shù)；A－磁芯截面積；ΔB－磁通密度變化量；f－變壓器工作頻率。

在頻率較低時，ΔB受磁性材料飽和限制。由上式可見，當U一定時，要使得磁芯體積減少，匝數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開關(guān)電源出現(xiàn)以來無數(shù)科技工作者主要研究課題。

但是能否無限制提高開關(guān)電源頻率？非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為

式中η－不同材料的系數(shù)；f－工作頻率；Bm－工作磁感應(yīng)幅值。α和β分別為大于1的頻率和磁感應(yīng)損耗指數(shù)。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應(yīng)Bm使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大，效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越差，大功率磁芯也限制開關(guān)頻率。

其次，功率器件開關(guān)損耗限制。以Buck變換器為例來說明開關(guān)損耗。圖2.2是典型的電流連續(xù)Buck變換器功率管電流電壓波形圖。可以看到，晶體管開通時，集電極電流上升到最大值時集電極電壓才開始下降。關(guān)斷時，集電極電壓首先上升到最大值集電極電流才開始下降。假定電壓、電流上升和下降都是線性的?？梢缘玫介_關(guān)損耗為

如果電流斷續(xù)，只有關(guān)斷損耗，開關(guān)損耗為

可見，開關(guān)損耗與頻率、開關(guān)時間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開關(guān)損耗少一半，但應(yīng)當注意，在同樣輸出功率時，功率管電流至少是電流連續(xù)時的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導(dǎo)通壓降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通過軟開關(guān)技術(shù)可以減少開關(guān)損耗，但請注意，軟開關(guān)總是利用LC諧振，諧振電流（或電壓）很大，諧振電流通過晶體管、電感L和電容C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率1～2％，但電路復(fù)雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時甚至得不償失。目前用MOSFET開關(guān)的電源，功率在5kW以下，工作頻率一般在200kHz以下。BJT最高達50kHz 。3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用MOSFET與IGBT（BJT）組合管最高也不超過100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大功率管需要更長的開關(guān)時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開關(guān)時電流升降速率也增加了開關(guān)時間?？梢姡儞Q功率越大，允許開關(guān)頻率越低。

如果你聽說他的開關(guān)電源工作頻率可達幾個MHz，你得問問他的變換功率有多大？

3.2占空度

開關(guān)變換器的變換比（輸出電壓與輸入電壓比）太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比（開關(guān)導(dǎo)通時間與開關(guān)周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于0.5。總之，通用PWM控制IC芯片通常不保證占空比能大于0.85；有些芯片在合理的工作頻率下，也不保證占空比在0.05以下能以較小的損耗快速驅(qū)動MOSFET的柵極。

例如，開關(guān)頻率為250kHz，周期為4μs，如果占空比是0.1，MOSFET的導(dǎo)通時間僅為0.4μs，要是MOSFET的開通時間為0.1μs，關(guān)斷時間也為0.1μs，幾乎大部分導(dǎo)通時間被過渡時間“吃”掉了，損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制IC和高電流柵極驅(qū)動等等，只要不將占空比設(shè)計在最小0.1和最大0.8（對于0.5限制度變換器為0.45）之外，那就不必擔心。

如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調(diào)節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級與次級導(dǎo)線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級與次級匝比最大為10:1,最小為1:10。要是你需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓電路提升電壓。

4 幾個輸出？

緊接占空比的問題是多少輸出。例如，如果不是1個輸出，Buck是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調(diào)節(jié)器得到另一個電壓，實際的例子是用Buck變換器產(chǎn)生5V輸出，再由線性調(diào)節(jié)器（或另一個開關(guān)）從5V輸入產(chǎn)生一個3.3V輸出。但相關(guān)的瞬態(tài)、噪聲、損耗應(yīng)滿足要求。

最壞的情況下，設(shè)計多個獨立的變換器，而不是采用復(fù)雜的許多線圈的磁元件。在開始設(shè)計之前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制IC，但可能花幾十塊錢做那個復(fù)雜的多線圈磁元件。在設(shè)計之前，首先應(yīng)權(quán)衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

5 隔離

在設(shè)計前預(yù)先要知道次級與初級是否需要隔離。如輸入由電網(wǎng)或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范（以及EMI問題）需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有500V交流耐壓要求。你知道安全要求后，有些拓撲，像沒有隔離的Buck,Boost等等將排除在外。

6 EMI

在設(shè)計開始時就要想到EMI問題，不要等到設(shè)計好了再考慮EMI。有些拓撲可能有許多成功地避免EMI問題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因為在系統(tǒng)中不涉及到第三根導(dǎo)線，如單獨用電池供電，就沒有共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就容易濾波。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就容易濾波。

作者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續(xù)的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元件。

7 BJT，MOSFET還是IGBT?

拓撲選擇與所能用的功率器件有關(guān)。就目前可以買到的功率器件有雙極型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。雙極型管的電壓定額可超過1.5kV，常用1kV以下，電流從幾mA到數(shù)百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,電流數(shù)A到數(shù)百A；IGBT電壓定額在500V以上，可達數(shù)kV，電流數(shù)十A到數(shù)kA。

不同的器件具有不同的驅(qū)動要求：雙極型晶體管是電流驅(qū)動，大功率高壓管的電流增益低，常用于單開關(guān)拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇MOSFET。

理由之一是成本。如果產(chǎn)品產(chǎn)量大，雙極性管仍然比MOSFET便宜。但是使用雙極型功率管就意味著開關(guān)頻率比MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算？你得仔細研究研究成本。

高輸入電壓（380V）時，或推挽拓撲加上瞬態(tài)電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為難，如果采用雙極型管，你可以買到1500V雙極型管，而目前能買到MOSFET最大電壓為1000V，導(dǎo)通電阻比BJT大。當然，你可能考慮用IGBT，遺憾的是IGBT驅(qū)動雖然像MOSFET，而它的開關(guān)速度與雙極型管相似，有嚴重的拖尾問題。

可見，低壓（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（數(shù)百瓦）開關(guān)頻率數(shù)百kHz。IGBT定額一般在500V以上，電流數(shù)十A以上，主要應(yīng)用于調(diào)速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。工作頻率最高可達30kHz，通常在20kHz左右。因為導(dǎo)通壓降大，不用于100V以下。

為了提高IGBT或BJT的開關(guān)速度，也可將MOSFET與BJT或IGBT組合成復(fù)合管。圖2.3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT與50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相380V整流電感濾波輸入（510V）雙端正激3kW通信電源中。導(dǎo)通時首先驅(qū)動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極輸入電流，或因MOSFET導(dǎo)通漏極電壓下降，BJT發(fā)射結(jié)正偏，產(chǎn)生基極電流，導(dǎo)致集電極電流，通過比例驅(qū)動電路形成正反饋，使得BJT飽和導(dǎo)通。當關(guān)斷時，首先關(guān)斷MOSFET，發(fā)射結(jié)反偏，使得BJT迅速關(guān)斷。共基極頻率特性是共射極的β倍。提高了關(guān)斷速度。低壓MOSFET導(dǎo)通電阻只有mΩ數(shù)量級，導(dǎo)通損耗很小。實際電路工作頻率為50kHz。

MOSFET與IGBT并聯(lián)也是利用MOSFET的開關(guān)特性。要達到這一目的，應(yīng)當這樣設(shè)計MOSFET和IGBT的驅(qū)動：開通時，PWM信號可同時或首先驅(qū)動MOSFET導(dǎo)通，后導(dǎo)通IGBT。IGBT零電壓導(dǎo)通。關(guān)斷時，先關(guān)斷IGBT，IGBT是零電壓關(guān)斷；在經(jīng)過一定延遲關(guān)斷MOSFET。MOSFET承擔開關(guān)損耗；在導(dǎo)通期間，高壓MOSFET導(dǎo)通壓降大于IGBT，大部分電流流過IGBT，讓IGBT承擔導(dǎo)通損耗。這種組合實際例子工作頻率50kHz，3kW半橋拓撲。

8 連續(xù)還是斷續(xù)

電感(包括反激變壓器)電流（安匝）連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感電流在周期的某些時刻電流為零。電流（安匝）連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負載電流ILmin（包括假負載），在周期的任何時刻電感都應(yīng)當有電流流通。即

其中T－開關(guān)周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶體管導(dǎo)通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續(xù)模式。

在實際電源設(shè)計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續(xù)，在這種情況下，有時設(shè)置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問題，應(yīng)當仔細設(shè)計反饋補償網(wǎng)絡(luò)。

同步整流是一個例外。變換器應(yīng)用同步整流總是連續(xù)模式，沒有最小電感要求。

9 同步整流

在現(xiàn)今許多低輸出電壓應(yīng)用場合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點來說，比較貴的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機時間很長，將花費更多的電費。

如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術(shù)。即輸出整流采用MOSFET。當今可買到許多IC驅(qū)動芯片既能驅(qū)動場效應(yīng)管，也能很好驅(qū)動同步整流器。

采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續(xù)模式工作的變換器轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏鬟B續(xù)工作模式。這是因為即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通（因為MOSFET可以在兩個方向?qū)ǎ?。運用同步整流，解除了你對模式改變的擔心（模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定）和保證連續(xù)的最小電感要求。

同步整流一個問題這里值得提一下。主開關(guān)管在同步整流導(dǎo)通前關(guān)斷，反之亦然。如果忽略了這樣處理，將產(chǎn)生穿通現(xiàn)象，即輸入（或輸出）電壓將直接對地短路，而造成很高的損耗和可能導(dǎo)致失效。在兩個MOSFET關(guān)斷時間，電感電流還在流。通常，MOSFET體二極管不應(yīng)當流過電流，因為這個二極管恢復(fù)時間很長。如假定MOSFET截止時體二極管流過電流，當體二極管恢復(fù)時，它在反向恢復(fù)起短路作用，所以一旦輸入（或輸出）到地通路，發(fā)生穿通，就可能導(dǎo)致變換器失效，如圖2.4（b）所示。解決這個問題可用一個肖特基二極管與MOSFET的體二極管并聯(lián)，讓它在場效應(yīng)管截止時流過電流。（因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部電流，體二極管的反向恢復(fù)時間與關(guān)斷前正向電流有關(guān)，所以這時可以忽略）

10 電壓型與電流型控制

開關(guān)電源設(shè)計要預(yù)先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個控制問題。幾乎每個拓撲都可以采用兩者之一。電流型控制可以逐個周期限制電流，過流保護也變得容易實現(xiàn)。同時對推挽或全橋變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果電流很大，電流型需要檢測電阻（損耗很大功率）或互感器（花費很多錢）檢測電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是，如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應(yīng)當考慮選擇那一種更好。

11 結(jié)論

最好你在設(shè)計一個電源之前，應(yīng)當預(yù)先知道你的電源工作的系統(tǒng)。詳細了解此系統(tǒng)對電源的要求和限制。對系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設(shè)計時間。

實際操作時，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據(jù)成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據(jù)以上各種考慮選擇拓撲：

1. 升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓？如果不是，你就不能采用Buck或Buck/Boost.

2. 占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于5嗎？如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它不要太大和太小。

3. 需要多少組輸出電壓？如果大于1,除非增加后續(xù)調(diào)節(jié)器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太多，建議最好采用幾個變換器。

4. 是否需要隔離？多少電壓？隔離需要變壓器。

5.EMI要求是什么？如果要求嚴格，建議不要采用像Buck一類輸入電流斷續(xù)的拓撲，而選擇電流連續(xù)工作模式。

6. 成本是極其重要嗎？小功率高壓可以選擇BJT。如果輸入電壓高于500V，可考慮選擇IGBT。反之，采用MOSFET。

7. 是否要求電源空載？如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問題8。也可加假負載。

8. 能采用同步整流？這可使得變換器電流連續(xù)，而與負載無關(guān)。

9. 輸出電流是否很大？如果是，應(yīng)采用電壓型，而不是電流型。

12 拓撲選擇

現(xiàn)在從拓撲一般性討論到特定拓撲，假定你熟悉Buck類變換器，如圖2.5所示。用它代替這一類拓撲，集中在每種拓撲實際的困難，并圍繞這些困難解決的可能性。集中在能預(yù)先選擇最好拓撲,使你不至于花費很多時間設(shè)計和調(diào)試。

a. Buck變換器

限制

如一般考慮指出的，還要給Buck拓撲預(yù)先增加有許多限制

1.雖然一個Buck變換器概念上很清楚沒有變壓器，只有一個電感，這意味不可能具有輸入與輸出隔離。

2. Buck僅能降低輸入電壓，如果輸入小于要求的輸出，變換器不能作

3. Buck僅有一個輸出。如果你要由5V變?yōu)?.3V，這是好的。但除非愿意加第二個后繼調(diào)節(jié)器，像線性穩(wěn)壓器，你可以看到在許多多路輸出時這樣應(yīng)用的。

4.雖然Buck可以工作在連續(xù)和斷續(xù)，但輸入電流總是斷續(xù)的。這意味著在晶體管截止的部分開關(guān)周期輸入電流下降到零。這使得輸入EMI濾波比其它拓撲需要的大。

柵極驅(qū)動困難

Buck的驅(qū)動十分麻煩。麻煩在于導(dǎo)通一個N－溝道MOSFET，柵極電壓至少要5V,或許大于輸入電壓10V（邏輯電路輸出分別為1V和5V）。但是你如何產(chǎn)生一個電壓高于輸入呢？這個問題最容易的方法應(yīng)用P－溝道MOSFET，它正好能被柵極到地的信號驅(qū)動導(dǎo)通。遺憾的是P溝道MOSFET通常導(dǎo)通電阻RDS比N溝道大，而且價格貴。此外輸入電壓必須小于20V，以避免擊穿柵極，應(yīng)用場合受到限制。實際這樣采用P溝道MOSFET：用一個下拉電阻，你通常得不到有效導(dǎo)通柵極的足夠的開關(guān)速度，最終你再實驗室折騰了幾天之后還是采用N溝道MOSFET。

除了很低輸入電壓變換器，Buck變換器總是采用N溝道MOSFET。

驅(qū)動?xùn)艠O普遍的方法是用一個柵極驅(qū)動隔離變壓器將柵極與驅(qū)動隔離開來（圖2.6）

隔離變壓器輸入端的電容避免當輸入邊高電平時的直流分量。次級電容和二極管恢復(fù)電壓單向性－否則在初級12V輸入，在次級成了±6V驅(qū)動。柵極電阻總是必須的（參看以后的討論），而柵－源電阻是放電通路：如果柵極由于某種原因停止開關(guān)，柵極最終截止。

實際應(yīng)用：選擇柵極驅(qū)動的兩個電容至少大于柵極電容－記住此電容構(gòu)成一個帶有電容的驅(qū)動器，因此你可以得到90%的驅(qū)動電壓。

雖然此驅(qū)動電路相當便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因為變壓器需要復(fù)位時間。

用一個獨立的電源，例如用推挽變換器產(chǎn)生一個相對于MOSFET源極的直流電壓，允許極快驅(qū)動?xùn)艠O（圖2.7）。如果推挽變換器的電源是穩(wěn)壓的，它不需要閉環(huán)，固定占空度即可。你可以用一個驅(qū)動IC芯片，實現(xiàn)快速驅(qū)動MOSFET。但此電路還有些貴（你可以用一個555定時器形成50%占空度）。

你還需要一個信號浮動系統(tǒng)控制柵極。信號傳輸不應(yīng)當有較大傳輸延遲，不要用像4N48這樣慢速光耦。為避免另外的變壓器，即使很高輸入電壓光耦HCPL2601系列有很好的傳輸特性，因為它具有優(yōu)良的dV/dt定額。

b.反激變換器

類型

凡是在開關(guān)管截止時間向負載輸出能量的統(tǒng)稱為反激變換器。有兩類反激變換器－不隔離（圖2.8）和隔離（圖2.9）反激變換器。為了避免名稱上的混淆，我們來說明其工作原理。

我們以一定占空度導(dǎo)通反激變換器的開關(guān)，當開關(guān)導(dǎo)通時，輸入電壓加在電感上，使得電流斜坡上升，在電感中存儲能量。當開關(guān)斷開時，電感電流流經(jīng)二極管并向輸出電容以及負載供電。

隔離的反激工作原理基本相似。在開關(guān)導(dǎo)通時間，能量存儲在變壓器的初級電感中。注意同名端‘·’端，我們看到當開關(guān)截止時，漏極電壓上升到輸入電壓，引起次級對地電壓上升，這迫使二極管導(dǎo)通，提供輸出電流到負載和電容充電。

非隔離反激－Boost或Buck/Boost－只有一個輸出（沒有方法使它多于一個），輸出與輸入不隔離。并且Boost輸出不能低于輸入電壓－即使您完全關(guān)斷開關(guān)管，輸出等于輸入電壓（減去二極管壓降）。而Buck/Boost僅可輸出負壓（圖2.10）。換句話說，反激僅可作為一個單線圈電感處理。

如果變壓器有多個次級線圈，隔離反激可有多個輸出。而且所有輸出之間以及初級相互隔離的。而且，只要調(diào)節(jié)初級與各次級匝比，輸出可以做成任意大小,變壓器是一個多線圈磁元件。

連續(xù)和斷續(xù)

兩類反激變換器都可以工作在電流連續(xù)和斷續(xù)。盡管一般反激能夠沒有死負載下空載運行。（在空載時，開關(guān)一直關(guān)斷，直到電容自放電降低電壓時才導(dǎo)通，給出一個單脈沖，所謂‘脈沖跳躍’模式）。對于空載模式，變換器工作在斷續(xù)模式，如前所說，最好不改變模式，否則閉環(huán)穩(wěn)定困難。大多數(shù)小功率，要求快速相應(yīng)的反激變換器工作在斷續(xù)模式。

電容限制

當反激晶體管截止時，存儲在初級電感中的能量從次級線圈釋放出來。因為次級沒有濾波電感，全部峰值電流直接流入電容。在較高功率水平時，很難找到足夠處理這個紋波電流定額的電容。應(yīng)當記住：你必須計算電容是否能處理的有效值電流。作為例子，如果是5V輸出電壓，10A（這大約是反激的最大電流，看下面），在此功率水平下，占空度是0.5。變壓器在周期一半的期間要傳輸整個周期50W功率（因為占空度是0.50）。所以在二極管導(dǎo)通時間傳輸?shù)碾娏骷颖叮ㄟB續(xù)），次級有效值電流為

這樣極高的電流需要許多鋁或鉭電容并聯(lián)，除非運用昂貴的多層疊層電容。反激變換器輸出故障主要是由于電容失效引起的。

功率限制

反激變換器通常可以輸出最大功率在低輸入電壓時大約在50W左右（有時或許有人告訴你他能制造出500W反激變換器，但是他從不告訴你在生產(chǎn)線上做出來）。在任何情況下，功率輸出反比于電感量，要得到大輸出功率需要較小的電感量（在磁元件中討論）。此時你在合理的頻率得到高達50W輸出，電感是很?。〝?shù)值上幾乎和雜散電感同數(shù)量級）；這幾乎不可能設(shè)計出如意的產(chǎn)品。例如磁芯銷售商導(dǎo)線稍微變化，將引起電感變化足以使你得不到最大功率輸出。

低電壓輸入，限制反激設(shè)計少于50W；而高電壓輸入大些。

輸出數(shù)量的實際限制

當然，對于所有變換器，多組線圈繞制困難。但是，對于一個隔離的反激變換器此困難是至關(guān)重要的。每個輸出的電壓調(diào)節(jié)與每個線圈的漏感有關(guān)，因為漏感減少了傳輸?shù)捷敵龅碾妷骸Ｋ砸玫胶芎玫妮敵龉?，漏感要小到可以忽略（幾乎不可能，因為有氣隙），或每個單元相同，使他們可以補償?shù)簟Ｈ绻阆肜@多線圈來控制所有線圈的漏感幾乎是不可能的。按照設(shè)計者話說，反激變換器“反激比正激變換器便宜，因為它不需要電感”。不幸的是在生產(chǎn)以后,銷售商的線圈離開磁元件公司，同時從此以后沒有人能繞這種能使電路正常工作的變壓器。

如果你需要3~4個輸出，請不要采用反激變換器拓撲。采用正激變換器總規(guī)要便宜些。

c. 升壓和降壓

圖2.10雖然輸出可以大于或小于輸入電壓，但輸出是負壓。圖2.11所示電路是一個降壓－升壓電路輸出是正壓。是升還是將取決于輸出電壓高于還是低于輸入電壓，它們之間的轉(zhuǎn)換時自動區(qū)分成的，沒有間隔。

在Buck-Boost變換器中，兩個開關(guān)同時導(dǎo)通，并同時關(guān)斷?，F(xiàn)在考慮第一種情況，輸入電壓高于輸出電壓。上部晶體管作為Buck開關(guān)（參看圖2.5），陽極接地二極管作為續(xù)流二極管。因為下部晶體管與上部晶體管同時導(dǎo)通，整個輸入電壓加在電感上，電流斜坡上升。當兩個開關(guān)截止時，陽極接地二極管導(dǎo)通，另一個二極管正激導(dǎo)通。作為Buck變換器。

第二種情況假定輸入電壓低于輸出電壓。接地晶體管現(xiàn)在作為升壓開關(guān)，第二個二極管作為反激整流器。再者，兩個開關(guān)同時導(dǎo)通，當導(dǎo)通時全部輸入電壓加在電感上。按照前面說明：在兩種情況下，不管Buck還是Boost，整個輸入電壓加在電感上。但這意味著對于兩種模式相同的控制電路，而且變換器不在兩種模式之間轉(zhuǎn)換。所以，環(huán)路穩(wěn)定性也是一目了然。

可見Buck –Boost綜合了Buck和Boost變換器。作為Buck變換器，它沒有輸入－輸出隔離，而且僅有一個輸出。作為一個Boost，有一個最大實際輸出功率。而且最終除非你用兩個MOSFET代替兩個（肖特基）二極管做成同步整流，否則效率比較低。但是要達到同步整流需要四個輸出的驅(qū)動（或許一個全橋PWM IC）。還有工作在整個輸入電壓范圍和控制這個拓撲的IC的出現(xiàn)使Buck-Boost拓撲可能有吸引力。

d. 正激變換器

正激變換器(圖2.12)工作完全不同于電路相似的反激變換器。關(guān)鍵在于晶體管導(dǎo)通時，輸入電壓加在變壓器初級，輸出二極管正偏導(dǎo)通；而反激當晶體管截止時，二極管導(dǎo)通。因此能量不像反激那樣存儲在初級電感中。變壓器是真正意義上的變壓器。當晶體管截止時，僅存儲在變壓器漏感和激磁電感能量。這將使得漏極電壓高于輸入電壓，復(fù)位磁芯。

最小負載

正激變換器是那種需要一個最小負載的變換器。濾波電感需要足夠大，以保證它的峰值紋波電流小于最小負載電流。否則將出現(xiàn)斷續(xù)，輸出電壓上升，峰值檢測。這意味著正激變換器不能工作在空載狀態(tài)，因為不能具有無限大電感。

隨直流偏置變化的電感，像Mpp磁芯是一個最好的選擇。電感量隨電流增加而減少。在最小負載時，你得到的電感較大，保持電流連續(xù)，而在最大負載時，你仍然具有足夠的電感，而又不太大。你允許紋波電流隨著負載電流增加而增加，以至于不必設(shè)計的電感體積大維持最大負載的全部電感。但是應(yīng)當注意閉環(huán)的穩(wěn)定性。因為變化的電感造成傳遞函數(shù)嚴重的非線性。

對付最小負載普通方法是加一個假負載永久接在輸出端，作為變換器的一部分。因此，即使外負載為零，因為有一個維持最小功率的電阻，變換器可維持連續(xù)狀態(tài)。當然這在外負載電流大于最小電流時消耗了一部分功率。

當實際負載增加時，可切斷假負載。通常，導(dǎo)致振蕩：假負載斷開，引起變換器進入斷續(xù)，又引起假負載接入；而變換器連續(xù)，引起假負載斷開，如此等等。假負載引起效率降低與采用大電感成本比較是否合算？

激磁電感

不像反激變換器用初級電感存儲能量，正激實際上是寄生激磁電感。當電流流過初級時，有能量存儲在激磁電感中LmI2/2和漏感中。當晶體管關(guān)斷時，此能量要有去處。最簡單的方法，你把它引到RC網(wǎng)路，要么引到晶體管本身，讓它擊穿。習慣的做法在變壓器上用一個附加線圈恢復(fù)能量?；蛴靡粋€晶體管和電容構(gòu)成有源箝位。不管如何恢復(fù)能量，這是令人討厭的事，并降低了效率。最好的方法是盡量漏感和增加激磁電感。

但是，變壓器設(shè)計時為盡量增加磁通密度擺幅，減少剩磁影響給磁芯加很小氣隙，這是與增大激磁電感使矛盾的。應(yīng)當在兩者之間折衷。

總結(jié)

因為正激變壓器不存儲能量，它不存在反激功率水平限制問題。它也具有一個電感，與輸出電容一起平滑電流。正激可直接構(gòu)成500W或更大功率。該拓撲主要限制仍然是是否可買到達功率MOSFET。增加功率轉(zhuǎn)化為增加電流，并最終MOSFET損耗太大。此時，采用更多MOSFET分擔負載電流。高輸入電壓時可采用雙端正激，還可以輸出交錯并聯(lián)。

e. 推挽（半橋，全橋）

推挽變換器拓撲如圖2.13和2.14所示。有兩類推挽變換器：電流型和電壓型。注意到它們之間的差別主要在于電流型輸入需要一個額外的電感（有時很大），但是不要輸出電感。而電壓型輸入沒有大電感，輸出必須有濾波電感。

推挽兩只晶體管接地，而半橋不是。雖然上面提到有IC能驅(qū)動同步整流高端晶體管，但它們?nèi)陨缘陀谧畲箅娫措妷?。因為推挽和半橋是兩個晶體管，它們功率水平比單管高，常常意味著輸入電壓也高。驅(qū)動半橋要產(chǎn)生分離的浮動?xùn)艠O驅(qū)動，這時而推挽肯定優(yōu)越的。

電壓型

電壓型推挽變換器如圖2.13所示。兩個晶體管加在帶有中心抽頭的變壓器上，它們相互相差180°交替導(dǎo)通。這并不意味著每次導(dǎo)通時間各占周期的50%，即兩個晶體管具有相同的占空比。

如果圖2.14中晶體管T1導(dǎo)通，T2關(guān)斷。注意到變壓器“·”這一端輸入電壓加在變壓器半邊，所以加在截止晶體管漏極上的電壓為2×Ui。晶體管T1導(dǎo)通，則正電壓加在二極管D1上而導(dǎo)通，二極管D2截止。另一個晶體管鏡像工作，兩晶體管導(dǎo)通時間相同。如果Ui在開關(guān)周期內(nèi)是常數(shù)，加在變壓器上伏秒總和為零，且磁芯對稱于零變化。

這個變換器最大的問題是晶體管電壓定額高，至少是輸入最大電壓Ui的兩倍。如果由120V電網(wǎng)整流的輸入供電，并電容濾波，峰值直流電壓為170V，晶體管至少需要2×170V＝340V。實際上，電網(wǎng)是非?！绑a臟”的地方，因此至少需要500V以上的晶體管。高電壓定額意味著導(dǎo)通電阻RDson高，所以損耗高于希望值。萬一，浪涌電壓高于200V，這將損壞晶體管。

另一個潛在問題是在兩個晶體管轉(zhuǎn)換應(yīng)有一個時間－死區(qū)時間。否則兩個晶體管由于關(guān)斷延遲而造成同時導(dǎo)通，變壓器將被短路，且電流將迅速增大，僅是漏感限制此電流－這通常造成晶體管失誤。其次晶體管必須導(dǎo)通相同時間，否則變壓器正負伏秒不平衡－磁偏移而飽和。實際中，采用電流控制型可避免伏秒不平衡而造成的飽和。

電流型

電流型推挽變換器可以避免電網(wǎng)電壓十分敏感在電流型推挽中排除了。因為在輸入電壓和變壓器之間有一個電感?，F(xiàn)在當晶體管導(dǎo)通時，變壓器電流由電感電流控制，如圖2.14所示。這種安排偏移偏移兩晶體管同時導(dǎo)通電感儲能，一個晶體管導(dǎo)通輸出能量。變壓器類似互感器工作。

這個變換器的不足之處是增加了一個電感。因為此電感必須通過變換器流，并提供足夠的感抗，在開關(guān)周期像一個電流源，做得很大（費錢）降低了變換器功率水平。

變壓器利用率

應(yīng)當看到，上面討論的拓撲（反激，正激和Buck/Boost）僅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升到最大值，再返回到零，決不會達到負值。推挽利用磁性好些，因為磁芯磁通密度在正負兩個方向，這與單晶體管比較相同功率水平減少了磁芯尺寸。

f. 諧振變換器和軟開關(guān)變換器

上世紀90年代至今，你可以看到很多文獻討論，每個都想采用它。目前這種時尚像流行歌曲已經(jīng)過去了。如果你真有耐心，或許你花幾個星期乃至幾個月去折騰一個諧振變換器。

與之相反，研究軟開關(guān)花費心思較少，且似乎更實際些，許多諧振變換器實際上是軟開關(guān)變換器。軟開關(guān)的另一個名稱是準諧振變換器。

諧振和軟開關(guān)變換器之間的差別

諧振變換器功率（電壓或電流）波形式正弦的。這通過電感和電容諧振來完成的，電容通常是寄生參數(shù)。當電壓或電流過零時開關(guān)，以保證幾乎沒有損耗的開關(guān)過渡。諧振變換器主要專利應(yīng)用在高頻變換器中，這里開關(guān)損耗勝過開關(guān)的導(dǎo)通損耗。但是因為開關(guān)過渡取決于諧振網(wǎng)絡(luò)的頻率，實際變換器開關(guān)頻率是變化的，有時變化很大，與電網(wǎng)電壓和負載有關(guān)。

軟開關(guān)變換器介于諧振變換器和PWM變換器之間。所討論的任何拓撲適當加些元件都可做成軟開關(guān)。軟開關(guān)變換器總是恒定頻率工作，像PWM變換器，但是在開關(guān)周期的一部分諧振，以至于開關(guān)幾乎無損過渡。

為何你不必采用諧振變換器

諧振變換器有許多問題。這些問題中至少有一個是開關(guān)頻率隨負載變化。事實上，這些變換器一般最低工作頻率發(fā)生在最大負載時，所以EMI濾波設(shè)計是最困難的也是低頻最大電流負載。這樣變換器，包括EMI設(shè)計工作在內(nèi)，通過高頻減少體積的優(yōu)點喪失了。如果以后有人關(guān)于諧振變換器可以達到100W/in3,你得問問他的功率密度是否包括噪聲濾波器。

另外，因為雜散電容作為諧振網(wǎng)絡(luò)一部分，更嚴重的問題發(fā)生了。由于器件之間參數(shù)分散性，這些決策幾乎不能工作。即使相同型號的器件由于來自不同的制造廠也存在差別。這些不同直接影響了工作頻率，從而影響輸出電容、EMI濾波等等。這些器件如增加外部電容并聯(lián)，使得寄生電容的改變相對不重要。遺憾的是這種方法增加了諧振網(wǎng)絡(luò)的周期，因此原先希望工作在高頻的愿望破壞了。

為什么你應(yīng)當采用軟開關(guān)變換器？

與諧振變換器相反，軟開關(guān)變換器工作在固定頻率，使得濾波要求非常明確。軟開關(guān)諧振電容外接。因此裝置與裝置之間性能可以再現(xiàn)。圖2.15示出了一個熟悉的標準的軟開關(guān)正激變換器，波形如右。

開始，晶體管導(dǎo)通，漏極電壓為零。當晶體管關(guān)斷時，變壓器初級電感與外加電容（與MOSFET源極－漏極電容并聯(lián)，但外部電容設(shè)計的遠大于MOSFET電容）形成振蕩回路。在完成振鈴半周期以后，磁芯復(fù)位。L和C值決定振鈴頻率，以及磁芯復(fù)位伏秒要求決定振鈴電壓多高。在半周期振鈴?fù)瓿梢院?，因為現(xiàn)在沒有能量存儲在變壓器中，漏極電壓保持在輸入電壓。在晶體管再次導(dǎo)通前，一直保持這種狀態(tài)。

這種變換器與諧振變換器主要區(qū)別是仍然保持脈寬調(diào)制，晶體管以恒頻開關(guān)。當然，電容和電感仍然要小心選擇。如果它們太大，（半）周期將超過開關(guān)周期，且磁芯不能復(fù)位。如果他們太小，在一個很短的時間內(nèi)得到磁芯復(fù)位的伏秒，漏極電壓太高。雖然如此，在變換器能正常工作范圍內(nèi)，雜散元件可以較大范圍變化。

可以開看到，當晶體管導(dǎo)通時，電容能量消耗在MOSFET中。如果電容足夠小，這可能不太壞。例如，如果電容是100pF,輸入電壓是50V，開關(guān)頻率是500kHz，僅由于電容引起的損耗為

當然，盡管有時可以借用PWM芯片設(shè)計成同步整流，軟開關(guān)變換器不足之處是明顯缺乏控制它們的IC芯片。或許將來軟開關(guān)控制IC成為普遍應(yīng)用－那時，軟開關(guān)將成為最好的選擇。

g. 復(fù)合變換器

任何兩級（在理論上可以更多）變換器串聯(lián)組成復(fù)合變換器。與兩級級聯(lián)變換器（例如PFC＋C/DC變換器）區(qū)別是整個兩級串聯(lián)變換器系統(tǒng)僅用一個控制回路。例如，復(fù)合變換器可能由前級Buck，由160V直流輸入，后繼推挽電路（圖1.16所示）與之串連。Buck閉環(huán)產(chǎn)生近似固定電壓（如50V），例如推挽以固定周期降壓產(chǎn)生5V輸出。閉環(huán)檢測5V輸出電壓，用誤差信號控制Buck占空度。雖然推挽工作在開環(huán)(因為它以固定占空度開關(guān))，但實際上推挽級等效為控制環(huán)路中的一個增益單元（在圖2.13中增益為1/10，即－20dB。）

在兩級電路中，兩個變換器的有些元件可以分享，就是這個例子中Buck變換器的輸出濾波電容也是推挽變換器的輸入電容?？梢韵胂?，在有些電路中，電感可以分享。和諧振和軟開關(guān)變換器一樣，有大量變換器組合成復(fù)合變換器。不再一一列舉。

何時采用復(fù)合變換器

從以上的例子可以看到，當你要大幅度降壓或升壓時，復(fù)合變換器是很有用的。如上所述，PWM能得到的占空度以及你試圖得到變壓器變比有實際限制的。如果你需要電壓變化超過可能的限制，復(fù)合變換器大大擴展了可用的變換范圍。

當你需要十分大的變換比（輸入與輸出電壓比），又要求輸入輸出隔離時，可以采用復(fù)合變換器。對于困難的設(shè)計是兩條綜合在一起，但是通過分離功能，你可以使他們很容易。例如，讓前級變換器完成電壓變換，而后級變換器完成隔離，或許用1：1變壓器。因為第二級變換器總是工作在相同輸入電壓和相同輸出電壓，它的元件在這個狀態(tài)最佳，且效率最高。的確，這種復(fù)合變換器比單級變換器更有效，因為避免了同時解決大變換比和隔離的變壓器困難。