射頻識(shí)別（Radio Frequcncy Identification，RFID）是一項(xiàng)非接觸式自動(dòng)識(shí)別技術(shù)，具有能耗低、適應(yīng)性強(qiáng)、操作快捷等許多優(yōu)點(diǎn)。近年來，研究的重點(diǎn)轉(zhuǎn)向了超高頻段（UHF，860～960 MHz），已經(jīng)有科研人員將提取射頻信號(hào)到達(dá)入射角或相位差作為RFID定位研究的新方向。

參考文獻(xiàn)證實(shí)了在低信噪比實(shí)測(cè)環(huán)境中提取相位差信息的可行性，但是沒有提取出位置信息;參考文獻(xiàn)中采取機(jī)器學(xué)習(xí)訓(xùn)練機(jī)制對(duì)多天線相位差信息進(jìn)行參數(shù)提取，但是僅限用于活動(dòng)范圍較小的醫(yī)療跟蹤。

本文研究的基于相位式測(cè)距的UHF RFID定位方法，與基于信號(hào)的傳播時(shí)延和強(qiáng)度衰減作為定位依據(jù)的方法有所不同。結(jié)合離散頻譜校正技術(shù)提取發(fā)射信號(hào)與接收信號(hào)之間的相位，得到信號(hào)相位差，進(jìn)而得到閱讀器與標(biāo)簽之間的距離，利用多個(gè)閱讀器所測(cè)得的距離，實(shí)現(xiàn)對(duì)目的標(biāo)簽的定位。

1 基于相位式測(cè)距的UHF RFID定位方案

1.1 閱讀器和標(biāo)簽的通信機(jī)制分析

閱讀器和標(biāo)簽的通信是基于ITF（Interrogator TalkFirst）機(jī)制的，即基于閱讀器的命令與閱讀器的回答之間交替發(fā)送的半雙工機(jī)制。

對(duì)于基于相位法的超高頻RFID定位系統(tǒng)，選擇標(biāo)簽返回PC+EPC+CRC16信息這一過程為基準(zhǔn)進(jìn)行信號(hào)相位的提取并用于標(biāo)簽的定位中。標(biāo)簽返回這些信息的過程為反向散射過程，需要閱讀器發(fā)送一個(gè)單頻的CW信號(hào)為標(biāo)簽提供能量并作為標(biāo)簽反向散射信息的載波。對(duì)于標(biāo)簽信息的調(diào)制過程，則是通過標(biāo)簽的基帶數(shù)字信號(hào)控制標(biāo)簽芯片阻抗在兩種狀態(tài)之間切換，使得天線與標(biāo)簽芯片阻抗在匹配與失配之間轉(zhuǎn)換來改變天線的反射系數(shù)，完成整個(gè)調(diào)制過程。若改變標(biāo)簽芯片和天線實(shí)部阻抗的匹配與失配，為ASK調(diào)制;改變阻抗虛部的匹配與失配，則為PSK調(diào)制。

由于ASK調(diào)制較為容易實(shí)現(xiàn)，目前市面上絕大多數(shù)標(biāo)簽采用ASK調(diào)制。標(biāo)簽芯片和天線的等效電路如圖1所示。

圖1 標(biāo)簽芯片和天線的等效電路

其中，Za為天線阻抗，Z1為數(shù)字信號(hào)為高電平時(shí)的阻抗，與Za失配;Z2為數(shù)字信號(hào)為低電平時(shí)的阻抗，與Za相匹配。當(dāng)信號(hào)為高電平時(shí)，天線阻抗與芯片阻抗失配，閱讀器發(fā)送的CW信號(hào)無法進(jìn)入芯片，被天線反射到空間中;當(dāng)信號(hào)為低電平時(shí)，天線阻抗與芯片阻抗匹配，閱讀器發(fā)送的CW信號(hào)將進(jìn)入芯片，不會(huì)反射回空間中，由此便完成了信號(hào)的調(diào)制過程。

1.2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

對(duì)于整個(gè)定位系統(tǒng)，需采用多個(gè)閱讀器分別計(jì)算與同一標(biāo)簽的距離信息，并根據(jù)幾何定位獲取標(biāo)簽的位置信息。對(duì)于單個(gè)的閱讀器及相關(guān)算法模塊，系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)框圖如圖2所示。

圖2 定位系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)框圖

①閱讀器的設(shè)計(jì)，主要進(jìn)行閱讀器與標(biāo)簽之間的通信，并提取標(biāo)簽的EPC信息;

②相位提取預(yù)處理電路與相位提取算法模塊設(shè)計(jì)，主要用于處理收發(fā)副載波信號(hào)，并提取這兩個(gè)信號(hào)的相位用于測(cè)距和定位。

通過修改標(biāo)簽反向散射信息過程中閱讀器發(fā)送的單頻CW信號(hào)的形式，即將一個(gè)低頻的副載波信號(hào)以AM調(diào)制的方式調(diào)制到CW信號(hào)上。對(duì)于修改后的CW信號(hào)，將發(fā)送信號(hào)s（t）和接收信號(hào)r（t）分別進(jìn)行帶通采樣和A/D轉(zhuǎn)換后送入數(shù)字域，并采用離散頻譜校正方法估計(jì)收發(fā)信號(hào)中副載波分量的相位φs和φr，計(jì)算得到收發(fā)副載波信號(hào)的相位差△φ，設(shè)副載波頻率為f0，則閱讀器與標(biāo)簽之間的距離可表示為

在整個(gè)定位系統(tǒng)中，我們采用多個(gè)閱讀器分別對(duì)同一標(biāo)簽進(jìn)行測(cè)距，結(jié)合PDoA（Phase Difference of Arrival）的最小二乘法獲取標(biāo)簽的位置信息。系統(tǒng)信號(hào)處理框圖如圖3所示，可見△φ的精度直接影響后續(xù)的定位精度。

圖3 系統(tǒng)信號(hào)處理框圖

1.3 單頻副載波調(diào)幅

本文選擇閱讀器發(fā)射信號(hào)載波頻率fc=915 MHz，則λc=c/fc=0.327 9 m。設(shè)定測(cè)距范圍為0.3～20 m，在此測(cè)程內(nèi)包含了2×20/0.3 27 9=121.988 4個(gè)載波周期，即存在相位模糊，所以不能直接用載波信號(hào)提取相位。針對(duì)這一問題，采用單頻副載波調(diào)幅的方式，即將一較低頻率的副載波與載波調(diào)制，將副載波作為獲取相位信息的信號(hào)。

根據(jù)測(cè)距范圍，需要副載波波長(zhǎng)λ0/2≥20 m，則副載波頻率f0=c/λ0≤7.5 MHz?？紤]到ISO/IEC 18000—6C協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)對(duì)預(yù)留頻率資源的限制，若副載波頻率選得過大，則會(huì)超出協(xié)議或者地方規(guī)定的UHF RFID使用頻段;如果副載波頻率選得過低，導(dǎo)致波長(zhǎng)過長(zhǎng)，會(huì)使得副載波的相位變化微小，難以保證測(cè)量精度。綜上考慮，本文選擇副載波頻率為2 MHz，對(duì)于0.3～20 m的測(cè)量距離，副載波的相位變化范圍為1.44°～96°，在一個(gè)合適的區(qū)間內(nèi)。

2 基于帶通采樣的相位提取與測(cè)距

設(shè)采樣頻率為fs，則經(jīng)帶通采樣后發(fā)射與接收信號(hào)分別為

s（n）=［cos（2πnf0/fs+φs）+A］·cos（2πnfc/fs+φc） （2）

r（n）=［cos（2πnf0/fs+φr）+A］·cos（2πnfc/fs+φd） （3）

φc、φs分別為發(fā)送端載波、副載波相位，φd、φr，分別為接收端載波、副載波相位，A為調(diào)制電平。

對(duì)式（2）、式（3）積化和差，進(jìn)一步表示為

式（4）、式（5）所示的離散信號(hào)經(jīng)FFT后自身帶有相位信息，但是，在相位提取時(shí)，由非整周期的時(shí)域截?cái)鄬?dǎo)致的頻譜泄漏和多頻率諧波信號(hào)各頻率成分相互的干涉現(xiàn)象都會(huì)使相位偏離真實(shí)值，這就需要借助離散頻譜校正技術(shù)。這里，綜合考慮對(duì)主辦的能量集中性和窗函數(shù)表達(dá)式的復(fù)雜性，選用加hanning窗的比值法、能量重心法對(duì)相位進(jìn)行提取與校正。

由式（4）、式（5）可知，射頻載波信號(hào)經(jīng)副載波調(diào)制后會(huì)產(chǎn)生一個(gè)差頻項(xiàng)和一個(gè)和頻項(xiàng)，它們的相位值分別對(duì)應(yīng)載波相位與副載波相位的差與和，則副載波信號(hào)經(jīng)標(biāo)簽反向散射返回后的相位差為

將式（6）帶入式（1），即可得到閱讀器與標(biāo)簽之間的距離信息。

3 定位仿真分析

使用Matlab軟件進(jìn)行仿真，參數(shù)設(shè)置如下：

①信號(hào)參數(shù)，采樣頻率fs=9.128 MHz，副載波頻率f0=2 MHz，載波頻率fc=915 MHz，調(diào)制電平A=1。

②環(huán)境參數(shù)，在20 m×20 m二維空間的四個(gè)角上布置4個(gè)閱讀器，標(biāo)簽位置隨機(jī)投放。

③噪聲，實(shí)際定位中噪聲不可忽略，定義疊加噪聲幅度，分別在SNR=5 dB、8 dB、11dB、14 dB、17 dB下仿真。

進(jìn)行1000次蒙特卡洛仿真實(shí)驗(yàn)，定義均方根誤差（RMSE），式中n為測(cè)量次數(shù)，di為測(cè)量值與真實(shí)值的偏差。

把用比值法、能量重心法得到的測(cè)量值進(jìn)行比較，如圖4所示，在小信噪比環(huán)境下，比值法稍優(yōu)于能量重心法，隨著信噪比的增大，兩種方法的測(cè)相誤差和測(cè)距誤差都隨之減小，在SNR》11 dB后，兩種算法的誤差基本相同。在各信噪比下，測(cè)相誤差最大達(dá)到6.27°，最小僅為1.43°，測(cè)距誤差的范圍為0.30～1.31 m。

圖4 測(cè)相，測(cè)距誤差對(duì)比

圖5為采用最小二乘法進(jìn)行定位后兩種算法的RMSE對(duì)比圖。從整體趨勢(shì)上來看，隨著信噪比的增大，定位誤差不斷減小。在噪聲較小SNR =17 dB時(shí)，兩種方法RMSE均在0.35 m左右;在噪聲增大到SNR=5 dB時(shí)，比值法RMSE為1.47 m，能量重心法RMSE為1.57 m。在SNR由5 dB增大到8 dB的過程中，兩種方法的RMSE都有明顯的降低，分別降低了0.43 m和0.51 m。

圖5 定位誤差對(duì)比

圖6為在不同信噪比下，比值法的累計(jì)定位誤差曲線圖。在SNR≥14 dB時(shí)，定位較為準(zhǔn)確，曲線收斂速度很快;在SNR=11 dB時(shí)，定位誤差在0.94 m以下的概率為80%，定位準(zhǔn)確度也很高;當(dāng)信噪比減小到SNR=8 dB時(shí)，定位誤差有86.8%的概率小于1.5 m;在SNR=5 dB時(shí)，定位誤差小于1.5 m的概率為68%，但是可以看出曲線的收斂速度較慢。

圖6 信噪比定位誤差的影響

結(jié)語(yǔ)

本文研究了一種用于超高頻RFID定位的相位式測(cè)距方法，在帶通采樣方式下，結(jié)合離散頻譜校正相位估計(jì)，進(jìn)行了定位仿真。仿真實(shí)驗(yàn)中，測(cè)試了不同環(huán)境噪聲對(duì)定位精度的影響。在噪聲較大時(shí)，比值法的定位精度稍優(yōu)于能量重心法;在小噪聲環(huán)境下，兩種方法定位精度差別不大，而能量重心法與比值法相比更為簡(jiǎn)單，較為適用。綜上所述，基于相位法的定位有較好的有效性和穩(wěn)定性，具有良好的應(yīng)用前景。

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