為解決直流逆變交流的問題，有效地利用能源，讓電源輸出最大功率，設計了高性能的基于IR2101最大功率跟蹤逆變器，并以SPMC75F2413A單片機作為主控制器。高電壓、高速功率的MOSFET或IGBT驅(qū)動器IR2101采用高度集成的電平轉換技術，同時上管采用外部自舉電容上電，能夠穩(wěn)定高效地驅(qū)動MOS管。該逆變器可以實現(xiàn)DC/AC的轉換，最大功率點的跟蹤等功能。實際測試結果表明，該逆變器系統(tǒng)具有跟蹤能力強，穩(wěn)定性高，反應靈敏等特點，該逆變器不僅可應用于普通的電源逆變系統(tǒng)，而且可應用于光伏并網(wǎng)發(fā)電的逆變系統(tǒng)，具有廣泛的市場前景。

　　隨著工業(yè)和科學技術的不斷發(fā)展，對電能質(zhì)量的要求將越來越高，包括市電電網(wǎng)在內(nèi)的原始電能的質(zhì)量可能滿足不了設備要求，必須經(jīng)過電力電子裝置變換后才能使用，而DC／AC逆變技術在這種變換中將起到重要的作用。根據(jù)市場趨勢，逆變器的選型安裝越來越傾向于小型化、智能化、模塊化等方向發(fā)展，其控制電路主要采用數(shù)字控制，系統(tǒng)的安全性，可靠性以及擴展性，同時將各個完善的保護電路考慮其中。因此，這里提出一種基于IR2101的最大功率跟蹤逆變器設計方案。

　　1 IR2101簡介

　　IR2101是雙通道、柵極驅(qū)動、高壓高速功率驅(qū)動器，該器件采用了高度集成的電平轉換技術，大大簡化了邏輯電路對功率器件的控制要求，同時提高了驅(qū)動電路的可靠性。同時上管采用外部自舉電容上電，使驅(qū)動電源數(shù)目較其他IC驅(qū)動大大減少，在工程上減少了控制變壓器體積和電源數(shù)目，降低了產(chǎn)品成本，提高了系統(tǒng)可靠性。

　　IR2101采用HVIC和閂鎖抗干擾制造工藝，集成DIP、SOIC封裝。其主要特性包括：懸浮通道電源采用自舉電路；功率器件柵極驅(qū)動電壓范圍10～20 V；邏輯電源范圍5～20 V，而且邏輯電源地和功率地之間允許+5 V的偏移量；帶有下拉電阻的CNOS施密特輸入端，方便與LSTTL和CMOS電平匹配；獨立的低端和高端輸入通道。IR2101的內(nèi)部結構框圖如圖1所示。

?

圖1 IR2101的內(nèi)部結構框圖

　　圖1中，HIN為邏輯輸入高；LIN為邏輯輸入低；VB為高端浮動供應；HO為高邊柵極驅(qū)動器輸出；Vs為高端浮動供應返回；Voc為電源；LO為低邊柵極驅(qū)動器輸出；COM為公共端。

　　2 系統(tǒng)硬件設計

　　根據(jù)系統(tǒng)設計功能需求，其硬件組成框圖如圖2所示。該系統(tǒng)硬件設計是由SPMC75F2413A單片機主控制器模塊、外部供能系統(tǒng)(普通或光伏)、斬波電路模塊、IR2101逆變電路模塊和最大功率跟蹤外部電路模塊組成。通過最大功率跟蹤外部電路模塊檢測外部電壓，將檢測值返回到SPMC75F2413A主控制器中。斬波電路模塊通過主控制器對其控制，實現(xiàn)最大功率跟蹤。外部供能系統(tǒng)是為各個模塊提供電源。IR2101逆變電路模塊主要實現(xiàn)DC／AC的轉換，并由斬波電路為其提供最大功率點的電能。

?

圖2 系統(tǒng)硬件總體設計框圖

　　圖2中的SPMC75F2413A單片機正常工作電壓為5 V。但是其他模塊所加的電壓不同，斬波電路模塊與IR2101逆變電路模塊所加的電壓為15 V。因為IR2101的正常工作電壓為10～20V。

　　2．1 IR2101逆變電路

　　IR2101逆變電路原理圖如圖3所示，H1、H2為IR2101集成驅(qū)動芯片，VQ1、VQ2、VQ3、VQ4為MOS管，Up、Un、Vp、Vn是SPMC75F2413A單片機中輸出的兩相四路PWM波。其中Up、Un是一相PWM波的上下臂，Vp、Vn為另一相PWM波的上下臂，由于單片機中輸出的PWM波不能驅(qū)動大功率MOS管，因此利用IR2101的電容自舉功能，通過二極管VD1、VD2(采用肖特基管所具有的快恢復功能，提升電容充電電壓，關斷過程減少消耗能量)對自舉電容C1、C2進行充電，以此提升驅(qū)動MOS管的信號電壓，使其具有擴大信號輸出的功能，擴大后的信號PWM波就能有序地控制VQ-1、VQ2、VQ3、VQ4的通斷，在逆變電路中同一相的上下臂的驅(qū)動信號是互補。

?

?

圖3 　IR2101逆變電路原理圖

　　當Up輸入高時，HO輸出也為高，通過IR2101的電容自舉功能，就能控制VQ1導通，此時由于LO輸出為低，不能驅(qū)動VQ2，因此VQ2處于關斷狀態(tài)，同時Vp也輸入一個高電平，即HO為高，使VQ4處于導通狀態(tài)，而此時VQ3處于關斷狀態(tài)，因此T1→VQ1→R5(負載)→VQ4→GND形成一個通路。反之，當Up、Vp為低電平，Un、Vn為高電平時，即電流的主要流向為T1→VQ3→R5(負載)→VQ2→GND，4個MOS管開關器件有序地交替通斷，進而在R5(負載)處形成了交流電。在實際應用中為了防止上下臂同時導通而造成短路，在軟件設計的過程中，添加了死區(qū)時間，來保護整個電路。

　　2．2 斬波電路

　　斬波電路原理圖如圖4所示，該電路主要用于進行最大功率跟蹤，其電源為獨立電壓源，R6(30 Ω／30 W)為功率電阻，其主要作為電源內(nèi)阻，R7、R8是為了檢測負載端的電壓值而形成的分壓電路，通過Ud1進行檢測，將檢測結果返回到單片機中進行處理，通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比，進而控制VQ5開啟與關斷的時間。當檢測到Ud1X(R7+R8)／R8的值大于一半時，單片機就會將斬波電路的占空比調(diào)大，讓其通過的電壓增大，進而使其值接近光伏電池的一半，如果檢測到其值小于一半的時候，會將占空比調(diào)小，讓其通過的電壓變小，這樣通過跟蹤電壓來實現(xiàn)頻率的跟蹤功能。

?

圖4 斬波電路原理圖

　　2．3 最大功率跟蹤模型分析

　　本設計為了實現(xiàn)最大功率的跟蹤模型，如圖5所示電路，使得內(nèi)阻R8和外阻Rb相等，Ud的電壓為電池電源的一半就可以得到電池輸出功率最大了，這種情況應用于線性電路中，但是在非線性電路中也可以利用這個原理，本項目通過電壓跟蹤的功能，實現(xiàn)最大功率的跟蹤，主要通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比大小實現(xiàn)本功能。

?

圖5 最大功率的跟蹤模型

　　3 系統(tǒng)軟件設計

　　A／D采樣函數(shù)流程圖如圖6所示，此函數(shù)主要是用于采集負載端的的電壓值，最后轉換為幅度調(diào)制系數(shù)。本此函數(shù)中使用了CMT0定時器中斷，在此中斷中進行了A／D采樣，將采集的電壓值與換算后的電源電壓中點值Vmid(見圖4，即利用R7、R8組成分壓電路，R7：R8=9：1)，進行比較，當差值的絕對值大于100的時候，判斷為采集值出現(xiàn)異常，強制將電源電壓轉換后的中點值轉換為幅度調(diào)制系數(shù)，當二者之間的差值的絕對值小于100時，將差值加到Vmid上，然后再轉換為幅度調(diào)制系數(shù)，最后返回中斷。

?

圖6 A／D采樣函數(shù)流程圖

　　在本函數(shù)中斬波電路的PWM中斷使用了TPM2中斷，在此中斷中使用了幅度調(diào)制系數(shù)去調(diào)節(jié)斬波電路的PWM波的占空比，進而實現(xiàn)電壓的跟蹤功能，最終是實現(xiàn)最大功率的跟蹤。斬波電路PWM中斷子函數(shù)流程圖如圖7所示。

?

?

圖7 斬波電路PWM中斷子函數(shù)流程圖

　　4 最大功率測試結果

　　對斬波電路后的J2點進行測試的，將J2點處接1個30 W／30 Ω的功率電阻作為負載，測試出表1中的各項數(shù)據(jù)。

表1 測試結果

?

　　5 結束語

　　本設計方案采用具有出色性能的定時器PWM信號發(fā)生器組的16位結構的微處理器SPMC75F2413A單片機進行設計，主要利用了此單片機的PWM信號發(fā)生器組產(chǎn)生控制逆變電路和斬波電路的PWM波，還利用了IR2101的自舉功能，對功率MOS管進行有序驅(qū)動，實現(xiàn)逆變，控制斬波電路的PWM波占空比，實現(xiàn)了最大功率的跟蹤逆變器的設計。通過驗證，輸出的正弦交流信號十分明顯，并具有最大功率的跟蹤功能。

?