不對稱半橋同步整流DC/DC變換器
0??? 引言
??? 目前,對低壓大電流輸出變換器的研究已經(jīng)成為重要的課題之一,如何提高這類變換器的效率是研究的重點。在傳統(tǒng)的DC/DC變換器中,對于低的輸出電壓,即使采用通態(tài)電壓只有0.5V的肖特基二極管作為輸出的整流器件,其輸出壓降造成的損耗亦相當(dāng)可觀。同步整流技術(shù)可有效減小整流損耗,適合同步整流技術(shù)的拓撲有多種形式,其中,采用同步整流的不對稱半橋變換器具有顯著優(yōu)勢,下面將對該變換器的工作原理,同步整流驅(qū)動方式的選擇以及同步整流管損耗作詳盡的分析。
1??? 不對稱半橋變換器
??? 不對稱半橋DC/DC變換器是一種采用互補控制技術(shù)的變換器,與對稱半橋變換器不同,該變換器兩個主開關(guān)管的導(dǎo)通時間不相等,而是互補的,“不對稱”由此而來。相對于其他電路拓撲,不對稱半橋DC/DC變換器具有眾多優(yōu)點,諸如實現(xiàn)了軟開關(guān);開關(guān)電壓應(yīng)力??;結(jié)構(gòu)簡單,所用元器件少;由于變壓器副邊是中心抽頭型,輸出濾波電感較小。將同步整流技術(shù)與不對稱半橋變換器結(jié)合使用,可使變換器適合高頻工作,并能獲得很高效率。
??? 不對稱半橋DC/DC變換器如圖1所示。圖中,S1及S2為主開關(guān);D1及C1和D2及C2分別為S1及S2的寄生元器件;n1及n2分別為兩個次級與初級的匝數(shù)比;SR1及SR2為次級同步整流管,其工作方式等效于整流二極管;Lr為變壓器漏感;Lm為勵磁電感,所有的電壓與電流已在圖中標出。
圖1??? 不對稱半橋DC/DC變換器
??? 為了簡化分析,作如下假設(shè):
??? 1)濾波電感足夠大,工作于電流連續(xù)模式;
??? 2)變壓器勵磁電感和漏感都折算到原邊;
??? 3)開關(guān)寄生電容為常量,不隨電壓變化;
??? 4)所有開關(guān)管和二極管都是理想的;
??? 5)電容Cp上的電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)保持不變。
1.1??? 工作原理
??? 設(shè)占空比為D,開關(guān)周期為T,S1在DT時間內(nèi)導(dǎo)通。一個開關(guān)周期內(nèi)S2上的平均電壓為DVin,由于變壓器的平均電壓為零,因此Cp上的電壓也為DVin,可將變換器的工作過程分為4個階段,圖2為主要的電壓電流波形。
圖2??? 主要的電壓電流波形
??? 階段1〔ta~tb〕??? 主開關(guān)管S1開通,S2關(guān)斷。此時勵磁電流im以Vm/Lm的速率增加,p點電壓vp=Vin(1-D);圖中it=n1iSR1-n2iSR2為變壓器次級繞組反射到初級的電流,流過初級繞組的電流ip=im+it;
??? 階段2〔tb~tc〕??? 主開關(guān)管S1及S2都關(guān)斷,S2的ZVS過程開始;
??? 階段3〔tc~td〕??? 主開關(guān)管S2開通,S1關(guān)斷。此時勵磁電流以|Vm|/Lm的速率減小,p點電壓vp=-VinD;
??? 階段4〔td~te〕??? 主開關(guān)管S1及S2都關(guān)斷,S1的ZVS過程開始。
1.2??? ZVS分析
??? S1和S2的ZVS過程是相似的,所以,這里只對S2的ZVS過程作分析,該過程〔tb~tc〕也有4個工作模態(tài)。
??? 模態(tài)1??? 圖1中主開關(guān)管S1關(guān)斷,此時S2,D1,D2和SR2都處于關(guān)斷狀態(tài),僅SR1導(dǎo)通。電容C2放電,電壓線性下降;C1充電,電壓線性上升。p點電壓vp線性下降,m點電壓vm也線性下降,由于電壓vm仍然是正向的,因而im繼續(xù)增大,但速率會下降。當(dāng)vp減小到零時,im增大到最大值,整流管SR2導(dǎo)通,此工作模態(tài)結(jié)束。如圖3(a)所示。
??? 模態(tài)2??? 整流管SR1及SR2導(dǎo)通,S1,S2,D1,D2關(guān)斷。此時,電容C1及C2和漏感Lr開始諧振,C2上的電壓繼續(xù)下降,vp轉(zhuǎn)為負值。由于SR1及SR2導(dǎo)通,vm和vf為零,勵磁電流im保持不變。在次級,iSR2增大,同時iSR1減小,因而it=n1iSR1-n2iSR2下降。當(dāng)it下降到零時,此模態(tài)結(jié)束。如圖3(b)所示。
??? 模態(tài)3??? SR1及SR2仍導(dǎo)通,S1,S2,D1,D2仍關(guān)斷,電容C1及C2和漏感Lr繼續(xù)諧振。此時it已經(jīng)換向,當(dāng)C2上電壓下降為零時,D2導(dǎo)通,該模態(tài)結(jié)束。此時導(dǎo)通S2,S2為零電壓開通。如圖3(c)所示。
??? 模態(tài)4??? S2,D2,SR1,SR2導(dǎo)通,S1及D1關(guān)斷。此時漏感上電壓為-VinD,ip線性下降,it反向增大,當(dāng)it反向增大到n2iSR2時,SR1關(guān)斷。如圖3(d)所示。
(a)??? 模態(tài)1
(b)??? 模態(tài)2
(c)??? 模態(tài)3
(d)??? 模態(tài)4
圖3??? S2的ZVS過程
2??? 同步整流管驅(qū)動方式的選擇
??? 同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)是使用導(dǎo)通壓降較低的MOSFET代替二極管整流,這樣就存在MOSFET的驅(qū)動問題,下面將對適合于不對稱半橋同步整流變換器的驅(qū)動方式進行討論。
??? 同步整流技術(shù)按其驅(qū)動信號類型可以分為電流驅(qū)動型和電壓驅(qū)動型,選擇何種驅(qū)動方式直接影響變換器的效率和復(fù)雜程度。
2.1??? 電流型驅(qū)動
電流驅(qū)動同步整流是通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅(qū)動信號,由于檢測電流而造成的功率損耗很大,而且它不可避免要將電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號,增加了成本,性價比低,在這里不作討論。
2.2??? 電壓型驅(qū)動
??? 同步整流的電壓驅(qū)動又分為自驅(qū)動,外驅(qū)動(控制驅(qū)動)和混合驅(qū)動3種。
??? 圖4(a)所示的是采用自驅(qū)動同步整流的不對稱半橋DC/DC變換器[5]。該電路不需要附加驅(qū)動電路,結(jié)構(gòu)簡單。但缺點是兩個MOSFET的驅(qū)動時序不夠精確,MOSFET不能在整個周期內(nèi)代替二極管整流,使得負載電流流經(jīng)寄生二極管的時間較長,造成了較大的損耗,限制了效率的提高。而且當(dāng)輸出電壓很低時,次級繞組輸出端電壓也會相應(yīng)降低,無法起到完全驅(qū)動同步整流管的作用。
??? 電壓型外驅(qū)動,又稱為控制驅(qū)動,使用外驅(qū)動的不對稱半橋同步整流器的電路如圖4(b)所示。為了實現(xiàn)驅(qū)動同步,附加驅(qū)動電路須由變換器主開關(guān)管的驅(qū)動信號控制,通常使用電壓型控制驅(qū)動方法能使電源的效率達到最高,但是缺點是驅(qū)動電路過于復(fù)雜。
??? 電壓型混合驅(qū)動是一種新的方法,使用混合驅(qū)動的不對稱半橋同步整流變換器,如圖4(c)所示,這種方法既能按較精確的時序給出驅(qū)動電壓信號,同時其附加的驅(qū)動電路也較外驅(qū)動簡單,所以,已被普遍接受應(yīng)用于各種拓撲中。
(a)??? 自驅(qū)動型同步整流變換器
(b)??? 外驅(qū)動型同步整流變換器
(c)??? 混合驅(qū)動型同步整流變換器
圖4??? 三種電壓型驅(qū)動方式
??? 綜合比較這3種電壓型驅(qū)動方式可得知,在不對稱半橋同步整流變換器中最好的選擇是采用電壓混合型驅(qū)動。這樣不僅可使變換器達到高效率,而且驅(qū)動電路簡單,容易控制。
3??? 同步整流管損耗分析
??? 在不對稱半橋變換器中采用同步整流技術(shù)的主要目的是降低整流損耗,提高變換器效率,所以,有必要對變換器中同步整流管的損耗作一下簡要分析。
??? MOSFET模型如圖5所示,其中Rdson為導(dǎo)通電阻,Cgs及Cds和Cgd為MOSFET的寄生電容,其值是非線性的,與MOSFET上所施加的電壓有關(guān)。在本文中為了簡化分析,認為寄生電容值是不變的。
圖5??? MOSFET模型
??? 以圖4(a)所示的自驅(qū)動型同步整流變換器為例,理想的電壓和電流波形如圖6所示。同步整流管總的損耗PLOSS為
??? PLOSS=PSR1CON+PSR2CON+PSR1SW+PSR2SW+PD3CON+PD4CON(1)
式中:PSR1CON及PSR2CON為兩個同步整流管的導(dǎo)通損耗;
????? PSR1SW及PSR2SW為兩個同步整流管的開關(guān)損耗;
????? PD3CON及PD4CON為兩個同步整流管的體二極管的導(dǎo)通損耗。
圖6??? 理想的電壓和電流波形
3.1??? 同步整流管的導(dǎo)通損耗
??? SR1的導(dǎo)通損耗為
??? PSR1CON=Io2Rdson1(1-D-tz/T)(2)
式中:Io為輸出電流;
????? Rdson1為S1的通態(tài)電阻。
??? SR2的導(dǎo)通損耗為
??? PSR2CON=Io2Rdson2(D-ty/T)(3)
式中:Rdson2為S2的通態(tài)電阻。
??? 因此,總的導(dǎo)通損耗PCON為
??? PCON=PSR1CON+PSR2CON=Io2Rdson1(1-D-tz/T)+Io2Rdson2(D-ty/T)(4)
3.2??? 同步整流管的開關(guān)損耗
??? 假設(shè)所有寄生電容為線性,整流管SR1的開關(guān)損耗為
??? PSR1SW=PSR1Ced+PSR1Cgs+PSR1Cds(5)
??? PSR1Cgs=fCgs(2VinD/n)2(6)
式中:Vin為輸入電壓;
????? f為開關(guān)頻率;
????? n=1/n1=1/n2為初級與次級的匝數(shù)比。
??? PSR1Cds=fCds[2Vin(1-D)/n]2(7)
??? PSR1Cgd=fCgdp(2VinD/n)2+fCgdn[2Vin(1-D)/n]2(8)
??? 同樣地,SR2的開關(guān)損耗為
??? PSR2SW=PSR2Cgs+PSR2Cgd+PSR2Cds(9)
??? PSR2Cgs=fCgs[2Vin(1-D)/n]2(10)
??? PSR2Cds=fCds(2VinD/n)2(11)
??? PSR2Cgd=fCgdp[2Vin(1-D)/n]2+fCgdn(2VinD/n)2(12)
式中:Cgdp為vgd>0時的Cgd;
????? Cgdn為vgd<0時的Cgd。
??? 因此,同步整流管總的開關(guān)損耗PSW為
??? PSW=PSR1SW+PSR2SW=4fVin2CTOT(2D2-2D+1)/n2(13)
式中:CTOT=Cgs+Cds+Cgdp+Cgdn為所有寄生電容之和。
3.3??? 同步整流管體二極管的導(dǎo)通損耗
??? 兩個體二極管的導(dǎo)通損耗PDCON為
??? PDCON=PD3CON+PD4CON=(ty+tz)IoVD/T(14)
式中:VD為體二極管的通態(tài)電壓。
??? 將式(4),式(13),式(14)相加就是圖3(a)中變換器總的整流損耗PLOSS。通過以上分析,可以看出變換器的整流損耗與以下參數(shù)有關(guān),即輸出電流Io;輸入電壓Vin;開關(guān)頻率f;漏感Lr;MOSFET自身參數(shù)值。在這些影響因素中,漏感Lr的選擇至關(guān)重要。顯然,Lr越大,損耗越大,因此,為了提高效率,Lr應(yīng)盡可能小。但是,同時又要保證Lr足夠大,以實現(xiàn)主開關(guān)管的ZVS,所以,在選擇Lr的值時,要綜合考慮兩方面的影響,使變換器的性能最優(yōu)。
4??? 結(jié)語
??? 不對稱半橋DC/DC變換器是一種能實現(xiàn)軟開關(guān)的變換器,與其它拓撲相比,具有很多優(yōu)點。本文對同步整流技術(shù)在不對稱半橋變換器中的應(yīng)用,從電路工作原理到同步整流驅(qū)動方式的選擇作了全面的介紹,并在此基礎(chǔ)上,分析了變換器的整流損耗,使對影響整流損耗的參數(shù)有了全面的認識。
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