降壓開關電源的設計過程非常簡單，從最初的規(guī)格說明出發(fā)，為設計選擇合適的“核心電路”，再配置一些外部元件，最 后仿真和驗證以完成設計方案。但是目前有很多種控制技術，如何做出合適的決定很具挑戰(zhàn)性。為了選擇更合適的控制器或調節(jié)器，必須進行深入的研究。

　　經(jīng)典的PWM控制技術

　　最常見的控制器采用經(jīng)典的脈沖寬度調制 (PWM) 技術，利用內部時鐘引導每個工作周期的開始，使主MOSFET導通。通過比較控制電壓 (Vc) 和鋸齒波電壓幅度(Vp)，能夠對關閉時間進行定時，如圖1所示。

　　圖1 電壓模式降壓穩(wěn)壓器的基本架構

　　鋸齒波有三種不同的生成方式，與之對應的是電壓模式、電壓型前饋控制和電流模式這三種控制技術。

　　電壓模式：經(jīng)典

　　控制器內部產生一個恒定的鋸齒波，它具有恒定的電壓幅度。

　　電壓模式避免了電流模式斜率補償所帶來的復雜度增加，不容易受噪聲影響，而且通常檢測輸出電流所需的消隱時間更短。環(huán)路增益和帶寬也隨著輸入電壓的增加而增大。

　　因為簡單，電壓模式廣泛使用在低輸出電流的應用中，此時輸入線路相對穩(wěn)定，具有比較慢的線路瞬態(tài)變化。

　　調制器和功率級的增益如下：

　　這里，Rc是輸出電容的ESR，是輸出負載的阻抗;L和C分別是輸出濾波器的電感和電容值，調節(jié)器的環(huán)路增益H(s)表示成：

　　調制器和功率級的增益直接跟隨輸入電壓(Vin)的增加而增加。和頻率相關的項是LC網(wǎng)絡的傳輸函數(shù)。該網(wǎng)絡具有電感和輸出電容所引入的雙重極點，同時還具有一個零點，該零點由輸出電容C和它的ESR造成。

　　電壓型前饋控制

　　鋸齒波的斜率隨輸入電壓變化，而且消除了輸入電壓變化導致的環(huán)路增益和帶寬的可變性。電壓型前饋控制避免了公式(1)和(2)對輸入電壓的依賴。

　　線路瞬態(tài)響應也有所改善，這是由于調節(jié)器在輸出電壓發(fā)生變化之前(輸入電壓的變化所致)就改變了占空比。電壓型前饋控制所帶來的另一個好處在于可以在輸入電壓的整個變化范圍內優(yōu)化環(huán)路增益。

　　電流模式：傳統(tǒng)而且高性能

　　電流模式并沒有使用恒定的鋸齒波來控制占空比，而是采用了輸出電感電流所產生的鋸齒波(見圖2)。電流檢測放大器通過測量主MOSFET導 通時的電流來檢測電感電流。添加了固定的校正斜坡，從而消除了占空比大于50%所帶來的次諧波振蕩問題。在開關周期的開始階段，開關打開，Rs和電流檢測放大器檢測電感電流。然后把電流檢測信號加到校正斜坡中，當這兩個波形的和超過Vc時，比較器的輸出變低，關閉輸出開關。在電流模式技術中，調制器、輸出開關和電感的工作原理類似于跨導放大器，給輸出提供一個經(jīng)過調節(jié)的電流。結果，由于屬于基本的電壓模式控制，該級的增益不受Vin的變化影響。但是，該級的增益將隨負載阻抗發(fā)生變化。

　　圖2 電流模式降壓穩(wěn)壓器的基本架構(LM5642)

　　電流模式控制具備以下一些優(yōu)點，例如：并行連接的相位之間存在著更好的電流共享，L-C輸出濾波器的單極點帶來了較好的頻率補償，具有精確的逐周期電流限制以及對輸入干擾不敏感等。

　　如果我們對傳統(tǒng)電流模式控制器的補償級進行深入研究，會發(fā)現(xiàn)調制器和功率級的增益如下：

　　這里，Ri是電流檢測增益:Ri=Ai·Rs (4)

　　D’是關工作周期:D’=1-D (5)

　　斜波補償因子表示為:

　　其中，Se是校正斜坡的斜率， Sn是檢測到的電流波形的斜率。

　　阻尼因子表示為：

　　公式(3)中的第一項表明增益是負載阻抗RL和電流檢測增益Ri的函數(shù)。第二項給出了斜波補償項。當校正斜坡斜率Se大于電流波形的正斜率Sn時，斜波補償因子Mc充分增加，從而對增益進行衰減。

　　第三項給出了起決定作用的低頻特性。它具有一個由輸出電容的ESR引入的零點，以及單極點wp，該極點的數(shù)值由輸出電容和負載阻抗決定。

　　第四項包含兩個位于開關頻率一半處的極點。這些極點的峰值受阻尼因子Qp控制，而阻尼因子又進一步受校正斜坡控制。如果斜坡太小，這些極點將使調節(jié)器的環(huán)路增益到達最高點，如果占空比大于50%，在一半開關頻率處的環(huán)路增益將超過0dB。這將導致電流模式控制發(fā)生次諧波振蕩。

　　電流模式控制最主要的弱點在于，難以測量具有小占空比的電流。這種測量方式易受噪聲影響，并且調制有時可能會不穩(wěn)定。

　　磁滯控制技術：簡單快速

　　另一個可能的方案是磁滯控制技術(見圖3)。調制器就是一個具備內置輸入磁滯(幾毫伏)的比較器，用于比較反饋電壓和參考電壓。當反饋電壓大于參考電壓半個磁滯電壓時，比較器的輸出變低，關閉開關。開關將一直保持關閉狀態(tài)，直到反饋電壓跌到比參考電壓低半個磁滯電壓為止。

　　圖3 磁滯降壓穩(wěn)壓器的基本架構(LM3485)

　　這種拓撲結構可以對負載瞬態(tài)變化做出極快的響應，非常簡單而且不需要頻率補償。

　　這種方案的主要問題在于開關頻率不是由振蕩器設定，不恒定而且依賴于很多變量。開關頻率很大程度上依賴于元件參數(shù)和工作條件的變化。輸入電壓、負載電流、電感值和輸出電容(特別是它的等效串聯(lián)電阻ESR)都對開關頻率有很大影響。

　　這種控制DC電壓的技術優(yōu)點在于簡單的控制環(huán)路。很容易使控制器穩(wěn)定。

　　控制環(huán)路不僅穩(wěn)定而且響應非常迅速(響應延遲僅為90ns)。與大占空比(達到100%)特性相結合，可以產生非常迅速的瞬態(tài)響應。與競爭的調節(jié)器架構(PWM電流模式或電壓模式)相比，它更具有優(yōu)勢。

　　由于開關頻率不是由可控振蕩器設定，它將隨不同的外部元件和輸入電壓的變化而發(fā)生變化。如果在特定應用中要求開關頻率固定，將很難找到合適的設計方案。

　　恒定開啟時間的磁滯控制技術

　　如上所述，磁滯控制技術具備一些有趣的優(yōu)勢，唯一的問題在于開關頻率不可預測。

　　如果在一個傳統(tǒng)的磁滯控制技術中，加入與輸入電壓成反比的單次觸發(fā)開啟時間，開關頻率就會保持相對恒定?？梢詰糜谌我饨祲赫{節(jié)器(工作在連續(xù)導通模式)的基本降壓調節(jié)器公式定義了降壓開關的占空比D。

　　D=Vout/Vin =Ton·Fs (9)

　　其中，Ton是開啟時間， Fs 是工作頻率。

　　如果把開啟時間設定成與輸入電壓Vin成反比。

　　Ton=K·Ron/Vin (10)

　　其中，K是常數(shù)，Ron是可編程電阻，把公式(10)中的Ton代入到公式(9)中，解出Fs 。

　　Fs =Vout/(K·Ron) (11)

　　既然Vout、 K和Ron都是常數(shù)，工作頻率也將是常數(shù)。實際上，真實的工作頻率將會變化大約10%，這由單次觸發(fā)的非線性、傳播延遲和非理想的開關壓降造成。

　　通過以上討論可以看到，該技術使整個系統(tǒng)解決方案的成本大大降低。由于不存在環(huán)路補償或穩(wěn)定性問題，這種概念很容易實現(xiàn)。同時，由于電路不 需要反饋元件(會限制帶寬)，瞬態(tài)響應將會非常迅速。正是由于上述因素，這種概念把PWM固定頻率原理和磁滯模式的很多優(yōu)點結合到了一種解決方案中。