本文說明如何補償一個增益為9倍以上時通常保持穩(wěn)定的放大器（如 ADA4895-2，以使其在增益低至2時工作，提供比等效內(nèi)部補償放大器更高的壓擺率和更快的建立時間。本文將提出兩種方法并突出每種電路的優(yōu)缺點。

ADA4895-2與ADA4896-2, ADA4897-1, 和 ADA4897-2同屬一個系列，是一款雙通道、低噪聲、高速、電壓反饋、軌到軌輸出型放大器。它在增益為10時可保持穩(wěn)定，增益帶寬積為1.5 GHz，壓擺率為940 V/μs，0.1%建立時間為26 ns，10 Hz時1/f噪聲為2 nV/√Hz，寬帶噪聲為1 nV/√Hz，2 MHz時無雜散動態(tài)范圍為?72 dBc。這款器件采用3 V至10 V電源供電，每個放大器的靜態(tài)功耗為3 μA。

方法1如圖1所示，在反相輸入端增加一個簡單的RC電路（RC = 28 Ω 且 CC = 56 pF) ，且反饋電阻并聯(lián)一個反饋電容(CF = 5 pF)。該電路在高頻時的噪聲增益為+9，在諧振頻率(1/2πRCCC = 100 MHz)以下的頻率時噪聲增益為+2。雖然高頻時的噪聲增益接近+9，但只要由RO 和 CL構成的低通濾波器能夠阻隔高頻成分，總輸出噪聲就能保持在低水平。這種情況下，放大器可以在增益為+2時工作，而總輸出噪聲則非常低(3.9 nV/√Hz)。

可以擴展這種配置以支持+2到+9之間的任何增益。表1顯示了各種增益設置的元件值和總寬帶輸出噪聲

方法2如圖2所示，在反相輸入端與同相輸入端之間增加一個電阻(R1 = 28 Ω) ，將放大器的噪聲增益提高到+9。R1上無電壓，因而無電流通過其中。因此，R1 與同相輸入端并聯(lián)所得的輸入阻抗仍然非常高。輸入至輸出信號增益等于1 + RF/RG,本例中即為+2。補償電路未使用電容，因而不存在頻率依賴性。這意味著，與第一種方法相比，低頻時的寬帶輸出噪聲始終較高。

可以擴展這種配置以支持+2到+9之間的任何增益。表2顯示了各種增益設置的元件值和總寬帶輸出噪聲。

圖3顯示了圖1和圖2所示電路的小信號和大信號頻率響應，采用50 Ω分析儀，G = +5 V/V或14 dB。如圖所示，兩個電路均非常穩(wěn)定，峰化略高于1 dB。只要使用表1和表2中的值，增益范圍在+2至+9時均可保持穩(wěn)定。

為降低總輸出噪聲，可以調(diào)整輸出端的低通RC濾波器以將此電路的帶寬降至50 MHz或更低，具體取決于應用。

為什么方法1中的輸出噪聲優(yōu)于方法2中的輸出噪聲？

方法1中的輸出噪聲遠低于方法2，尤其是在增益低于+7時，這是因為方法1中的噪聲增益僅在高頻時較高。高頻時，可以利用低通濾波器來消除高頻噪聲成分。但在方法2中，放大器始終在噪聲增益為+9時工作，即便在低頻時亦如此。因此，總輸出噪聲不隨增益而變化，如表2所示。下面是這兩種方法對應的公式（注意：RE = RG//R1).

方法1的公式：總輸出噪聲=

方法2的公式：總輸出噪聲 =

每種方法的優(yōu)缺點

我們給出了兩種不同的方法，說明如何利用若干外部元件來使高增益穩(wěn)定型放大器能在低增益下穩(wěn)定地工作。與方法2相比，方法1采用了更多的無源元件，因而可能會占用更多的電路板空間，成本更高。作為回報，第一種電路的總輸出噪聲低于第二種電路。因此，選擇何種電路取決于具體應用及其要求的規(guī)格。

如圖4所示，與增益大于等于+1時保持穩(wěn)定的內(nèi)部補償放大器ADA4897-2相比，去補償?shù)腁DA4895-2提供更高的壓擺率（300 V/μs對100 V/μs）和更快的建立時間。隨著電路增益提高，這些優(yōu)勢還會擴大。

結論

ADA4895-2去補償放大器在增益大于9時保持穩(wěn)定，可以通過補償來實現(xiàn)低增益工作。本文提出的兩種方法通過提高復雜度來降低總寬帶噪聲。與增益大于等于+1時保持穩(wěn)定的內(nèi)部補償放大器ADA4897-2相比，兩種方法均能提供更高的壓擺率和更快的建立時間。