簡(jiǎn)介

隨著為云服務(wù)的數(shù)據(jù)中心的速度和容量不斷增長(zhǎng)，需要通過背板電源提供電流，從而推動(dòng)Hot Swap ?組件的性能界限。熱插拔解決方案允許將板插入帶電背板并從中移除，而不會(huì)干擾分配給其他板的電源。典型的熱插拔解決方案使用一系列MOSFET來管理背板和電路板之間的電源流 - 防止故障和故障中斷電源到系統(tǒng)的其他部分。

設(shè)計(jì)強(qiáng)大熱插拔的挑戰(zhàn)解決方案隨著當(dāng)前需求的增加而倍增負(fù)載電流為100A時(shí)，僅僅確定功耗要求已經(jīng)不夠了。設(shè)計(jì)人員必須密切關(guān)注MOSFET安全工作區(qū)（SOA），并了解多個(gè)檢測(cè)電阻的開爾文電流檢測(cè)技術(shù)。本文介紹如何使用基于LTC4218熱插拔控制器的12V / 100A解決方案來解決這些問題。

12V / 100A熱插拔設(shè)計(jì)

圖1顯示了LTC4218Hot Swap控制器管理電路板的電源，該電路板包含高達(dá)1000μF的旁路電容，可提供高達(dá)100A的負(fù)載電流，并熱插入12V背板電源。

支持100A負(fù)載電流而不會(huì)在MOSFET M1和M2中產(chǎn)生過多功耗，這要求PG（電源良好）信號(hào)禁用負(fù)載，直到輸出完全上電。通常，這是通過使用熱插拔控制器的PG信號(hào)控制下游電路的RESET信號(hào)來實(shí)現(xiàn)的。在圖1的電路中，如果啟動(dòng)期間有效負(fù)載電阻大于10Ω（PG為低電平時(shí)），則輸出正常上電。如果在啟動(dòng)期間輸出電阻很低（例如在輸出短路故障期間可能發(fā)生），LTC4218會(huì)檢測(cè)到這種情況并關(guān)閉串聯(lián)MOSFET。

在啟動(dòng)期間，通過R4將LTC4218的ISET引腳拉低，直到PG信號(hào)轉(zhuǎn)換為高電平，從而降低電路的電流限制閾值。 R4的3kΩ電阻將電流限制閾值降低至正常工作電流限值的約13％。任何在啟動(dòng)期間吸收額外電流超過該電平的故障條件都會(huì)導(dǎo)致TIMER激活并關(guān)閉MOSFET。 （相對(duì)較小的元件M3，M4，R6，R7和C4一起工作，以便在PG引腳拉低時(shí)有效地連接R4的3k電阻和接地之間的電阻。）

啟動(dòng)時(shí)的輸出斜率 - 上升由LTC4218的24μA上拉電流設(shè)置到C1和MOSFET M1和M2的柵極。結(jié)果是輸出斜坡率為2V / ms。由于PG信號(hào)禁用負(fù)載電路，啟動(dòng)時(shí)的電流專用于為熱插拔電路下游的電容充電，如圖1中的C6所示。以2V / ms的速率斜升1000μF的電容需要1000μF?（ 2V / ms）= 2A電流。這遠(yuǎn)低于R4在16A或正常工作電流限值的13％設(shè)定的啟動(dòng)電流限制閾值。這允許在電流感測(cè)中存在大量不準(zhǔn)確的余量。在啟動(dòng)期間即使短時(shí)間超過此電流限制閾值也表示輸出處有故障狀態(tài)，LTC4218通過關(guān)閉MOSFET M1和M2來響應(yīng)。

MOSFET安全工作區(qū)

在此應(yīng)用程序中，僅M1或M2就可以滿足整個(gè)SOA。假設(shè)在啟動(dòng)期間電流和SOA在MOSFET之間平均分配或輸出過載故障導(dǎo)致MOSFET上的源極電壓顯著降低是不明智的。兩個(gè)MOSFET都應(yīng)該能夠支持應(yīng)用的整個(gè)SOA。

另一方面，當(dāng)MOSFET在正常工作期間完全增強(qiáng)時(shí)，其行為類似于電阻器，可以安全地假設(shè)目前的股票更平等。在此應(yīng)用中，兩個(gè)MOSFET用于降低正常工作期間的功耗，而不是滿足瞬態(tài)安全工作區(qū)域要求。在100A時(shí)，單個(gè)1mΩMOSFET消耗的功率為I 2 R =（100A） 2 ?1mΩ= 10W。如果電流在50A時(shí)均勻分配，則每個(gè)MOSFET的功率更合理I 2 R =（50A） 2 ?1mΩ= 2.5W。

使用多個(gè)檢測(cè)電阻進(jìn)行適當(dāng)?shù)拈_爾文檢測(cè)

在這些電流水平下，正確監(jiān)測(cè)檢測(cè)電阻兩端的電壓可能具有挑戰(zhàn)性。利用LTC4218的15mV電流檢測(cè)閾值，100A電流限制需要小于0.15mΩ的檢測(cè)電阻，通常使用開爾文檢測(cè)方案中的并聯(lián)電阻實(shí)現(xiàn)。

在熱插拔（或其他電流檢測(cè)）應(yīng)用中使用單個(gè)檢測(cè)電阻時(shí)，通常的做法是在IC的檢測(cè)引腳和檢測(cè)電阻之間使用單獨(dú)的低電流開爾文走線。圖2顯示了與電流檢測(cè)電阻的開爾文連接示例布局。檢測(cè)電阻與LTC4218 SENSE + 和SENSE 之間的低電流開爾文檢測(cè)路徑 - 引腳消除了由于大電流通過電阻PCB銅時(shí)出現(xiàn)的電壓降引起的誤差。

在這個(gè)100A應(yīng)用中，有必要實(shí)現(xiàn)具有多個(gè)并聯(lián)感的感測(cè)電阻電阻器。并聯(lián)的8個(gè)1mΩ電阻是合理的選擇，因?yàn)樗梢援a(chǎn)生8?（15mV /1mΩ）= 120A的典型電流限制，提供高于負(fù)載100A的舒適余量。

然而，將檢測(cè)電阻的數(shù)量乘以布局挑戰(zhàn);圖2中單個(gè)電阻所示的簡(jiǎn)單布局不再足夠。電流很少在檢測(cè)電阻中共享 - 在高電流應(yīng)用中，幾個(gè)低值檢測(cè)電阻之間的電流差異并不罕見。由于PC板銅平面的有限電阻與感測(cè)電阻串聯(lián)，因此放置得更靠近MOSFET M1和M2的電阻比較遠(yuǎn)的感應(yīng)電阻傳導(dǎo)更大比例的負(fù)載電流。如果可能，首選布局是在PC板的頂部和底部放置相同數(shù)量的檢測(cè)電阻。這樣可以最大限度地減少因到達(dá)最遠(yuǎn)的檢測(cè)電阻所需的橫向電流流過銅平面而引起的寄生電壓降。

即使采用最佳的PC板布局，也需要使用電阻網(wǎng)絡(luò)來平均在1mΩ電阻上檢測(cè)電壓。在這個(gè)12V / 100A應(yīng)用中，LTC4218的SENSE + 和SENSE - 引腳連接到8個(gè)1mΩ檢測(cè)電阻，帶有1Ω電阻陣列，如圖1所示在SENSE + 和SENSE - 引腳之間產(chǎn)生的電壓是1mΩ檢測(cè)電阻上所有電壓的平均值，有效地開爾文檢測(cè)8個(gè)1mΩ電阻。示例布局如圖3所示。

實(shí)驗(yàn)室結(jié)果

當(dāng)然，計(jì)算和電路仿真不能替代臺(tái)式測(cè)試，特別是在使用高電流熱插拔解決方案時(shí)。圖4顯示了此設(shè)計(jì)的示波器波形，在ENABLE / RESET信號(hào)轉(zhuǎn)換為高電平后，啟動(dòng)為100Ω電阻，然后執(zhí)行100A負(fù)載。請(qǐng)注意，此設(shè)置中的ENABLE / RESET驅(qū)動(dòng)電子負(fù)載箱的4V ON信號(hào)，而不是圖1中M5和R10的12V電平。

圖4中的波形為當(dāng)沒有故障時(shí)，典型的正常操作。 12V輸入電源首先上升。然后，LTC4218以2V / ms的速率為1000μF輸出電容充電。最后，當(dāng)ENABLE / RESET輸出轉(zhuǎn)換為高電平時(shí)，100A負(fù)載導(dǎo)通，表明MOSFET M1和M2完全增強(qiáng)。

圖5顯示了LTC4218在輸出發(fā)生短路時(shí)關(guān)斷MOSFET M1和M2。輸入電壓上升100ms后，電路開始對(duì)輸出節(jié)點(diǎn)充電。 LTC4218將充電電流限制在16A啟動(dòng)電流限制閾值，并快速檢測(cè)到短路。該解決方案可以正確響應(yīng)并關(guān)閉負(fù)載電源，以避免對(duì)系統(tǒng)中其他組件造成任何中斷（和損壞）。

結(jié)論

多年來，Hot Swap解決方案的設(shè)計(jì)者不得不不斷應(yīng)對(duì)不斷增加的電源電流帶來的新挑戰(zhàn)。一些問題并不新鮮，例如高電流導(dǎo)致的功耗要求，但今天的電流水平已經(jīng)將一些新的設(shè)計(jì)問題推到了前面，例如MOSFET安全工作區(qū)，以及用于多個(gè)檢測(cè)電阻的開爾文檢測(cè)技術(shù)。此處顯示的12V / 100A LTC4218熱插拔控制器解決方案專門針對(duì)這些設(shè)計(jì)點(diǎn)。