問：ADI已經(jīng)發(fā)布了大量有關(guān)處理電容負(fù)載和書籍中其他穩(wěn)定性問題的信息，例如放大器研討會(huì)系列，早期的Analog Dialogue期刊以及一些設(shè)計(jì)工具。但是，我現(xiàn)在需要復(fù)習(xí)。

A：好的。這就好了！

電容負(fù)載經(jīng)常會(huì)產(chǎn)生問題，部分原因是它們會(huì)降低輸出帶寬和壓擺率，但主要是因?yàn)?a target="_blank">運(yùn)算放大器反饋環(huán)路中產(chǎn)生的相位滯后會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定。雖然一些電容負(fù)載是不可避免的，但放大器經(jīng)常受到足夠的電容負(fù)載以引起過(guò)沖，振鈴甚至振蕩。當(dāng)必須驅(qū)動(dòng)大容性負(fù)載（例如LCD面板或端接不良的同軸電纜）時(shí)，問題尤其嚴(yán)重 - 但精密低頻和直流應(yīng)用中也會(huì)出現(xiàn)令人不快的意外情況。

將會(huì)如此可以看出，運(yùn)算放大器在配置為單位增益跟隨器時(shí)最容易出現(xiàn)不穩(wěn)定性，或者是因?yàn)椋╝）環(huán)路中沒有衰減，或（b）大的共模擺動(dòng)，盡管不會(huì)顯著影響精度信號(hào)增益可以將環(huán)路增益調(diào)制到不穩(wěn)定的區(qū)域。

運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載的能力受到以下幾個(gè)因素的影響：

1. 放大器的內(nèi)部架構(gòu)（例如，輸出阻抗，增益和相位裕度，內(nèi)部補(bǔ)償電路）
2. 負(fù)載阻抗的性質(zhì)
3. 反饋電路的衰減和相移，包括輸出的影響負(fù)載，輸入阻抗和雜散電容。

在上面引用的參數(shù)中，放大器輸出阻抗，由輸出電阻 R _O 表示，是影響容性負(fù)載性能的最重要因素之一。理想情況下， R _O = 0的其他穩(wěn)定運(yùn)算放大器將驅(qū)動(dòng)任何容性負(fù)載而不會(huì)出現(xiàn)相位下降。

為了避免因輕負(fù)載而犧牲性能，大多數(shù)放大器在內(nèi)部都沒有經(jīng)過(guò)大量的容性負(fù)載補(bǔ)償，因此必須使用外部補(bǔ)償技術(shù)來(lái)優(yōu)化那些必須處理運(yùn)算放大器輸出端的大容性負(fù)載的應(yīng)用。典型應(yīng)用包括采樣保持放大器，峰值檢波器和驅(qū)動(dòng)未端接同軸電纜。

如圖1和圖2所示，電容負(fù)載會(huì)影響開環(huán)增益同樣，無(wú)論有源輸入是在同相還是在反相端：負(fù)載電容 C _L ，與開環(huán)輸出形成一個(gè)極點(diǎn)阻力， R _O 。加載的增益可表示如下：

和 A 是放大器的空載開環(huán)增益。

-20由極點(diǎn)貢獻(xiàn)的dB /十倍斜率和90°滯后，加到-20 dB斜率和放大器貢獻(xiàn)的90°（加上任何其他現(xiàn)有滯后），導(dǎo)致閉合率（ROC）增加到一個(gè)值每十年至少40 dB，這反過(guò)來(lái)會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定。

本說(shuō)明討論了容性負(fù)載對(duì)某些放大器電路性能影響的典型問題，并提出了解決不穩(wěn)定性問題的技巧他們提高了。

問：那么，不同的電路需要不同的技術(shù)？

A：是的，絕對(duì)！您將選擇最適合您設(shè)計(jì)的補(bǔ)償技術(shù)。下面詳細(xì)說(shuō)明了一些例子。例如，這是一種補(bǔ)償技術(shù)，它具有通過(guò)RC反饋電路濾除運(yùn)算放大器噪聲的額外好處。

圖3顯示了一種常用的補(bǔ)償技術(shù)，通常被稱為 in - 循環(huán)補(bǔ)償。一個(gè)小串聯(lián)電阻 R _x 用于將放大器輸出與 C _L 分離;插入反饋環(huán)路的一個(gè)小電容 C _f ，在 C _L 周圍提供高頻旁路。

為了更好地理解這種技術(shù)，請(qǐng)考慮圖4所示電路的重繪反饋部分.VB連接到放大器的負(fù)輸入。

想一想電容， C _f 和 C _L ，作為直流開路和高頻短路?？紤]到這一點(diǎn)，并參考圖4中的電路，讓我們一次將這個(gè)原理應(yīng)用于一個(gè)電容器。

案例1（圖5a）：

C _f 短路時(shí)， R _x << R _f ， R _o << R _in ，極點(diǎn)和零點(diǎn)是函數(shù) C _L ， R _o ， R _x

因此，

和

案例2.（圖5b）：

當(dāng) C _L 打開時(shí)，極點(diǎn)和零點(diǎn)是 C _f 的函數(shù)。

因此，

通過(guò)將情況1中的極點(diǎn)等于情況2中的零，并將情況2中的極點(diǎn)等于情況1中的零，我們推導(dǎo)出以下兩個(gè)方程式：

C _f 的公式包括術(shù)語(yǔ) A _cl （放大器關(guān)閉 - 循環(huán)增益，1 + R _f / R _in ）。通過(guò)實(shí)驗(yàn)，發(fā)現(xiàn)1 / A _cl 項(xiàng)需要包含在 C _f 的公式中>。對(duì)于上述電路，僅使用這兩個(gè)方程就可以補(bǔ)償任何帶有任何電容負(fù)載的運(yùn)算放大器。

雖然這種方法有助于防止在使用大容性負(fù)載時(shí)振蕩，但它會(huì)降低閉環(huán)電路帶寬急劇下降。帶寬不再由運(yùn)算放大器確定，而是由外部組件確定， C _f 和 R _f ，產(chǎn)生閉環(huán)帶寬： f _{-3 dB} = 1 /（2π C _f R _f ）。

這種補(bǔ)償技術(shù)的一個(gè)很好的實(shí)際例子可以用AD8510看到，這款放大器可以安全地驅(qū)動(dòng)高達(dá)200 pF，同時(shí)仍能保持45°相位單位增益交叉的余量。 AD8510采用圖3電路，增益為10，輸出端負(fù)載電容為1 nF，典型輸出阻抗為15歐姆， R _{x 和 C f 為2歐姆和2 pF。圖6和圖7的方波響應(yīng)顯示了無(wú)補(bǔ)償振鈴的快速響應(yīng)，以及較慢但單調(diào)的校正響應(yīng)。}

在圖7中，請(qǐng)注意，因?yàn)? em> R _x 位于反饋回路內(nèi)部，其存在不會(huì)降低直流精度。但是， R _x 應(yīng)始終保持適當(dāng)?shù)男?，以避免輸出擺幅過(guò)大和轉(zhuǎn)換速率降低。

注意：這里討論的行為通常用于常用的電壓反饋放大器。使用電流反饋的放大器需要不同的處理 - 超出了本討論的范圍。如果這些技術(shù)與電流反饋放大器一起使用， C _f 中固有的積分將導(dǎo)致不穩(wěn)定。

環(huán)路外補(bǔ)償

問：是否有更簡(jiǎn)單的補(bǔ)償方案使用更少的組件？

A：是的，最簡(jiǎn)單的方法是使用與輸出串聯(lián)的單個(gè)外部電阻。這種方法有效但性能昂貴（圖8）。

這里有一個(gè)電阻R _系列，位于輸出和負(fù)載之間。該電阻的主要功能是將運(yùn)算放大器輸出和反饋網(wǎng)絡(luò)與容性負(fù)載隔離。在功能上，它在反饋網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)中引入了零，這減少了在較高頻率下的環(huán)路相移。為了確保良好的穩(wěn)定性，R _系列的值應(yīng)使得零增加至少比放大器電路的單位增益交叉帶寬低十倍。所需的串聯(lián)電阻量主要取決于所用放大器的輸出阻抗;從5歐姆到50歐姆的值通常足以防止不穩(wěn)定。圖9顯示了OP1177的輸出響應(yīng)，其負(fù)載為2 nF，正輸入端為200 mV峰峰值信號(hào)。圖10顯示了相同條件下的輸出響應(yīng)，但信號(hào)路徑中的電阻為50歐姆。

輸出信號(hào)將通過(guò)系列的比率衰減抵抗總阻力。這將需要更寬的放大器輸出擺幅以獲得滿量程負(fù)載電壓。非線性或可變負(fù)載會(huì)影響輸出信號(hào)的形狀和幅度。

緩沖網(wǎng)絡(luò)

問：如果我使用的是軌到軌放大器，你能建議一種能夠保持輸出擺幅并保持增益精度的穩(wěn)定方法嗎？

A：是的，RC系列電路從輸出到接地，緩沖器方法適用于需要全輸出擺幅的低壓應(yīng)用（圖11）。

取決于容性負(fù)載，應(yīng)用工程師通常采用經(jīng)驗(yàn)方法來(lái)確定 R _s 和 C _s 的正確值。這里的原理是對(duì)發(fā)生峰值的附近的頻率進(jìn)行電阻性地降低放大器的輸出 - 從而緩沖放大器的增益，然后使用串聯(lián)電容來(lái)降低較低頻率的負(fù)載。因此，程序是：檢查放大器的頻率響應(yīng)以確定峰值頻率;然后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)應(yīng)用電阻負(fù)載值（ R _s ）將峰值降低到令人滿意的值;然后，計(jì)算 C _s 的值，使斷點(diǎn)頻率約為峰值頻率的1/3。因此， C _s = 3 /（2π f _p R _s ），其中 f _p 是峰值出現(xiàn)的頻率。

在觀察示波器上的瞬態(tài)響應(yīng)（帶電容負(fù)載）時(shí)，也可以通過(guò)反復(fù)試驗(yàn)確定這些值。 R _s 和 C _s 的理想值將產(chǎn)生最小的過(guò)沖和下沖。圖12顯示了AD8698的輸出響應(yīng)，響應(yīng)其正輸入端的400 mV信號(hào)，具有68 nF負(fù)載。在沒有任何外部補(bǔ)償?shù)那闆r下，此處的過(guò)沖小于25％。如圖13所示，一個(gè)簡(jiǎn)單的緩沖網(wǎng)絡(luò)可將過(guò)沖減少到10％以下。在這種情況下， R _s 和 C _s 分別為30歐姆和5 nF。

問：好的。我理解這些關(guān)于處理放大器輸出上的電容負(fù)載的例子?，F(xiàn)在，輸入端的電容是否也值得關(guān)注？

A：是的，運(yùn)算放大器輸入端的容性負(fù)載會(huì)導(dǎo)致穩(wěn)定問題。我們將通過(guò)幾個(gè)例子來(lái)說(shuō)明。

當(dāng)運(yùn)算放大器用作電流輸出DAC的緩沖器/放大器時(shí)，一種非常常見且典型的應(yīng)用是電流 - 電壓轉(zhuǎn)換。輸入端的總電容包括DAC輸出電容，運(yùn)算放大器輸入電容和雜散布線電容。

運(yùn)算放大器輸入端可能出現(xiàn)大電容的另一種常見應(yīng)用是過(guò)濾器設(shè)計(jì)。一些工程師可能在輸入端放置一個(gè)大電容（通常與電阻串聯(lián)），以防止RF噪聲通過(guò)放大器傳播 - 忽略了這種方法可能導(dǎo)致嚴(yán)重振鈴或甚至振蕩的事實(shí)。

為了更好地理解代表性案例中的情況，我們分析圖14的電路，展開其反饋電路的等效電路（輸入， V _{in < / sub>，onrounded）導(dǎo)出反饋傳遞函數(shù)：}

給出位于

的極點(diǎn)此函數(shù)表示噪聲增益（1 /β）曲線在高于中斷頻率 20 dB /十進(jìn)制， f _p 。如果 f _p 遠(yuǎn)低于開環(huán)單位增益頻率，則系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。這對(duì)應(yīng)于約40dB /十倍的閉合速率。閉合速率定義為開環(huán)增益（dB）曲線（在大多數(shù)感興趣的頻率下為-20 dB /十倍）和1 /β的斜率之間的差異幅度，在頻率附近它們交叉（環(huán)路增益= 0 dB）。

為了解決由 C ₁ 引起的不穩(wěn)定性，一個(gè)電容器， C _f ，可與 R ₂ 并聯(lián)，提供零點(diǎn)，可與極點(diǎn)匹配， f < sub> p ，降低閉合率，從而增加相位裕度。對(duì)于相位裕度為90°，選擇 C _f =（ R ₁ / R ₂ ） C ₁ 。

圖15顯示了AD8605在圖14配置中的頻率響應(yīng)。

問：我可以預(yù)測(cè)相位余量是多少，或者我應(yīng)該期待多少峰值？

答：是的，方法如下：

您可以使用以下公式確定未補(bǔ)償峰值的數(shù)量：

其中 f _u 是單位增益帶寬， f _z 是1 /β曲線的斷點(diǎn)， C ₁ 是總電容 - 內(nèi)部和外部 - 包括任何寄生電容。

相位裕度（Φ _m ）可通過(guò)以下公式確定：

AD8605的總輸入電容約為7 pF。假設(shè)寄生電容約為5 pF，則閉環(huán)增益將具有5.5 dB的嚴(yán)重峰值，使用上述等式。以相同的方式，相位裕度約為29°，運(yùn)算放大器的自然相位響應(yīng)為64°，嚴(yán)重降低。

問：如何確保運(yùn)算放大器如果我想在輸入端直接使用RC濾波器，電路是否穩(wěn)定？

A：您可以使用與上述相似的技術(shù)。這是一個(gè)例子：

通常希望從放大器的有源輸入端子接地電容，以減少高頻干擾，RFI和EMI。該濾波電容對(duì)運(yùn)算放大器動(dòng)態(tài)的影響與增加的雜散電容相似。由于并非所有運(yùn)算放大器都以相同的方式運(yùn)行，因此有些運(yùn)算放大器的輸出電容會(huì)比其他運(yùn)放放大。因此，在任何情況下，引入反饋電容 C _f 作為補(bǔ)償是有用的。為了進(jìn)一步降低RFI，放大器端子上的一個(gè)小串聯(lián)電阻將與放大器的輸入電容相結(jié)合，以便在無(wú)線電頻率下進(jìn)行濾波。圖16顯示了一種方法（左圖），與顯著改進(jìn)的電路（右圖）相比，該方法難以保持穩(wěn)定性。圖17顯示了它們疊加的方波響應(yīng)。

問：您之前提到將雜散電容添加到總輸入電容中。雜散電容有多重要？

A：不合理的雜散電容會(huì)對(duì)運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性產(chǎn)生不利影響。預(yù)測(cè)并最小化它是非常重要的。

電路板布局可能是雜散輸入電容的主要來(lái)源。該電容發(fā)生在運(yùn)算放大器求和點(diǎn)的輸入走線上。例如，一平方厘米的PC板，其周圍有一個(gè)接地層，將產(chǎn)生約2.8 pF的電容（取決于電路板的厚度）。

要減小這個(gè)電容：始終保持輸入走線盡可能短。將反饋電阻和輸入源盡可能靠近運(yùn)算放大器輸入。保持接地平面遠(yuǎn)離運(yùn)算放大器，尤其是輸入端，除非電路需要，并且同相引腳接地。當(dāng)真正需要接地時(shí)，使用寬走線以確保接地的低阻抗路徑。

問：可以將單位增益穩(wěn)定的運(yùn)算放大器用于單位 - 獲得？ OP37是一款出色的放大器，但必須以至少5的增益使用才能保持穩(wěn)定。

A：您可以通過(guò)欺騙它們來(lái)使用此類運(yùn)算放大器獲得較低的增益。圖18顯示了一種有用的方法。

在圖18中， R _B 和 R _A 在高頻下提供足夠的閉環(huán)增益以穩(wěn)定放大器， C ₁ 使其在低頻和直流時(shí)恢復(fù)為單位。根據(jù)放大器的最小穩(wěn)定增益，計(jì)算 R _B 和 R _A 的值非常簡(jiǎn)單。對(duì)于OP37，放大器需要至少為5的閉環(huán)增益才能保持穩(wěn)定，因此 R _B = 4 R _A ，β= 1/5。對(duì)于高頻，其中 C ₁ 的行為類似于直接連接，運(yùn)算放大器認(rèn)為它的閉環(huán)增益為5，因此是穩(wěn)定的。在直流和低頻時(shí)， C ₁ 的行為類似于開路，負(fù)反饋沒有衰減，電路的行為類似于單位增益跟隨器。

下一步是計(jì)算電容值 C ₁ 。應(yīng)選擇 C ₁ 的良好值，使其提供至少比電路轉(zhuǎn)角頻率低十十倍的中斷頻率（ f < sub> -3 dB ）。

圖19顯示了響應(yīng)2 V pp輸入步驟的OP37輸出。使用上面的等式選擇補(bǔ)償分量的值， f _c = 16 MHz

問：這種方法是否也可用于反相配置？我仍然可以使用相同的方程式嗎？

A：對(duì)于反相配置，分析類似，但是閉環(huán)方程式收益略有不同。請(qǐng)記住，運(yùn)算放大器反相端的輸入電阻現(xiàn)在與高頻 R _A 并聯(lián)。該并聯(lián)組合用于計(jì)算 R _A 的值，以獲得最小穩(wěn)定增益。電容值 C ₁ 的計(jì)算方法與同相情況相同。

問：使用這種技術(shù)有缺點(diǎn)嗎？

答：確實(shí)有。增加噪聲增益會(huì)增加較高頻率的輸出噪聲電平，這在某些應(yīng)用中可能是不可容忍的。在從動(dòng)配置中應(yīng)小心使用布線，尤其是高源阻抗。原因是在增益大于1的頻率上通過(guò)電容向放大器的同相輸入提供正反饋會(huì)引起不穩(wěn)定性，并增加噪聲。