機器人應用需要對驅(qū)動許多機器接合點的電機進行精確控制。 控制系統(tǒng)需要了解各種機器臂和執(zhí)行器的定位位置，以確保運行安全、可靠。 要做到高效，還需更深入地實時了解電機殼內(nèi)的轉(zhuǎn)子運動情況。

圖 1：電機控制信號鏈。

如沒有轉(zhuǎn)子角度的信息（易于在高負載下滑動），電子裝置控制器可能會提供太多電流，而這些電流只是通過發(fā)熱浪費掉了。 為了感測位置和轉(zhuǎn)子狀態(tài)，控制算法的一個重要變量是電機繞組的電流水平。 從概念上講，這是一個易于監(jiān)控的低成本變量，因為它只涉及提供一個從電機到控制電路的鏈路。 但是，確保信號盡可能準確需要考慮許多因素。 誤差會導致無法準確檢測位置并增加不必要的能耗。

電機控制中最常用的電流傳感器是分流電阻器、霍爾效應傳感器和電流互感器。 后兩個裝置提供隔離功能，盡管會增加整體成本，但在處理高功率時非常重要。 分流電阻器電路一般限于測量 50 A 或以下的電流，但其優(yōu)勢是具有傳感器類型器件中線性度最高的響應能力，以及更低的低成本。 這些器件還適合 AC 和 DC 測量。

通過將分流電阻器與三角積分調(diào)制器耦合，可以實現(xiàn)準確靈敏的結(jié)果。 三角積分采樣與濾波技術有助于抑制瞬態(tài)噪聲影響，并可以很好地支持 12 位以上的分辨率。 Texas Instruments 的 ADS1203 即是一種專用于包括電機控制在內(nèi)的儀表應用的三角積分調(diào)制器。 此器件是一個單通道、二階三角積分調(diào)制器，專用于 DC 至 39 kHz 頻率范圍內(nèi)的高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換。 此轉(zhuǎn)換器的輸出是一連串數(shù)字 1 和 0，其時間平均值與模擬輸入電壓成比例。 使用濾波三角積分調(diào)制器信號的一個關鍵優(yōu)勢是，可將量化噪聲源與瞬態(tài)噪聲源轉(zhuǎn)換至高頻率，使其更易于通過低通濾波器濾除。

圖 2：典型三角積分型比特流對模擬輸入電平變化的響應。

通過使用調(diào)制器代替完整的模數(shù)轉(zhuǎn)換器，設計師可以調(diào)整數(shù)字濾波性能，從而最好地滿足電機控制的要求。其中包括，與向電機本身供電的 H 橋電路中的晶體管開關事件保持嚴格同步。 濾波器本身可使用數(shù)字信號處理器 (DSP)、微控制器或現(xiàn)場可編程門陣列 (FPGA) 來實施，具體取決于成本和性能目標。 通過使用定制濾波器，可以較好地在瞬態(tài)響應與最終采樣分辨率之間進行取舍。 較高的過采樣率可帶來更高的準確度，但會造成數(shù)值更新率較低 - 降低過采樣會減小分辨率，但會提供較高的刷新率。

圖 3：二階三角積分調(diào)制器塊。

就數(shù)據(jù)處理而言，有一個與傳統(tǒng)逐次逼近 (SAR) 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的對照。 通過利用 SAR 轉(zhuǎn)換器，可在采樣保持電路的協(xié)助下執(zhí)行采樣，這讓系統(tǒng)設計師可以嚴格控制采樣時刻的定時。 另一方面，三角積分轉(zhuǎn)換采用持續(xù)采樣流程，因此采樣值沒有已定義的觸發(fā)時刻。 反之，此時間點的采樣值是一系列 1 位采樣值的加權平均值，這一系列采樣值可能跨越此采樣值代表的這一時間點的值。

對 1 位比特流進行濾波并抽取至較低速率的多比特流采樣值，可以在兩個不同階段完成，一種很常見的方法是使用可在一個階段執(zhí)行這兩個任務的 SINC 濾波器。 三階通常稱為 sinc3，是目前這些應用最普遍的選擇。

濾波器在很大程度上是一個采樣值窗口的加權總和，該加權總和會給予序列中心的采樣值更多權重；而給予序列開始和結(jié)束處的采樣值較少權重。 鑒于測量電流中功率晶體管開關分量的影響，需要考慮這一效應，否則反饋算法將受到混疊等方面的影響。

sinc3 濾波器的脈沖響應與先于中心采樣值的采樣值貢獻度對稱，且中心采樣值與其后面的采樣值相同。 電流的開關分量也沿平均電流點對稱：以使開關分量總和為零。 如果采樣窗口中心與用于驅(qū)動 H 橋的 PWM 同步脈沖對齊，則允許在不混疊的情況下測量相電流，但在從濾波器讀取數(shù)據(jù)時需要注意確保正確對齊采樣值。 濾波會強加一個延遲，以便 PWM 同步脈沖時濾波器的采樣值輸出將來自以前的多個時段。 相比基于 SAR 的電流測量，這在軟件程序安排中影響很大。

在 SAR 情況下，PWM 同步脈沖可觸發(fā)模數(shù)轉(zhuǎn)換器執(zhí)行一系列轉(zhuǎn)換。 當為控制環(huán)路準備好數(shù)據(jù)時，系統(tǒng)會產(chǎn)生中斷并開始執(zhí)行控制環(huán)路。 通過利用三角積分調(diào)制器和濾波器，這些采樣值將連續(xù)生成，但相電流測量的重要采樣值將在固定延遲后準備就緒。 應使用定時器或計數(shù)器應在出現(xiàn) PWM 同步信號時生成中斷。 采樣值計數(shù)方面的延遲實際上是 sinc3 脈沖響應的一半。

圖 4：sinc3 濾波器的脈沖響應。

在典型的控制系統(tǒng)中，PWM 定時器的零階保持效應遠超脈沖響應的一半，因此 SINC 濾波器不會嚴重影響環(huán)路定時。 通過利用三角積分調(diào)制器和定制濾波器，用戶可以自由切換 SINC 濾波器延遲以獲得采樣值分辨率。 這一靈活性在設計電機控制算法時是一大優(yōu)勢。 通常算法的某些部分對延遲敏感，但對反饋的準確度不太敏感。 算法的其他部分與較低動態(tài)結(jié)合使用，并受益于準確度，但對延遲不太敏感。

圖 5：定時捕獲 sync 信號。

考慮一個比例積分控制器 (PI) 算法。 P 部分和 I 元件可采用相同的反饋信號。 但是，可以分離 P 路徑和 I 路徑，并將反饋信號與不同類型的濾波功能結(jié)合使用。 在 PI 控制器中，P 元件主要用于抑制負載和速度的快速變化效應。 因此，它需要能對信號電平的快速變化做出響應。 I 元件專注于穩(wěn)態(tài)性能，更側(cè)重于測量準確度。 因此，P 元件可受益于低分辨率、快速更新率的電流反饋信號，意味著 sinc3 濾波器的過采樣和抽取率較低。 I 元件將受益于較高的過采樣率，并可承受所產(chǎn)生的更新率下降。

需要更加注意的是，在處理較大負載的系統(tǒng)中使用三角積分調(diào)制器時，另一個需要考慮的因素是隔離。 一個選擇是，只使用隔離放大器并為模數(shù)轉(zhuǎn)換采用一個非隔離式調(diào)制器，或在調(diào)制器的輸出與用于數(shù)字濾波的器件輸入之間放置一個光耦合器。 另外，也可選擇隔離式三角積分調(diào)制器。 通過利用隔離式調(diào)制器，可以免除模擬過電流保護電路，因為數(shù)字濾波器還可采用可消除過電流效應的配置。

AD7403 由 Analog Devices 提供，便是這樣一個例子。 通過實施二階調(diào)制器，此器件允許靈活選擇分流器規(guī)格，并提供 14 位以上的有效位數(shù)以及 20 MHz 的輸出流速率。 通過利用適當?shù)臄?shù)字濾波器，此器件可以 78100 次采樣/秒實現(xiàn) 88 dB 的信噪比。 此隔離方案使用該公司的 iCoupler 技術，公司聲明該方案超過了典型光耦合器排列結(jié)構(gòu)的性能。

由于加入隔離等功能，以及越來越多微控制器和可編程邏輯器件的濾波性能在增強，設計師可以繼續(xù)為機器人應用優(yōu)化電機控制。