摘要：根據(jù)高電壓寬輸入電力電子變換器的供電需求，設(shè)計(jì)了一種雙管反激輔助電源。分析了雙管反激變換器的工作原理；針對(duì)寬輸入電壓范圍帶來(lái)的電流環(huán)次諧波振蕩問(wèn)題，設(shè)計(jì)了斜坡補(bǔ)償電路；提出了一種電流控制型雙管反激變換器的低損耗啟動(dòng)電路。實(shí)驗(yàn)證明所設(shè)計(jì)的高電壓寬輸入雙管反激輔助電源有效可行。

0 引言

各種電力電子變換器系統(tǒng)離不開(kāi)集成芯片與功率開(kāi)關(guān)，因而需要輔助電源為其中的控制電路、驅(qū)動(dòng)電路、調(diào)理與采樣電路以及傳感器等提供+5 V、±15 V等各種等級(jí)的輔助工作電壓，輔助電源已成為電力電子變換器的重要組成部分。輔助電源的輸入由電力電子變換器母線電壓提供，為了保證電力電子變換器的穩(wěn)定運(yùn)行，不論母線電壓如何變化，輔助電源均要穩(wěn)定工作，即輔助電源應(yīng)能在高電壓和寬輸入范圍內(nèi)輸出穩(wěn)定的電壓，保證電力電子變換器的正常工作。

文獻(xiàn)[1]中輔助電源使用LLC諧振變換器拓?fù)?，該拓?fù)鋵?duì)諧振參數(shù)較為敏感，且僅在諧振點(diǎn)附近效率較高，不適合應(yīng)用于寬電壓輸入場(chǎng)合。相比其他拓?fù)?，反激變換器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、體積小、占空比變化范圍寬，是輔助電源的理想選擇。文獻(xiàn)[2-4]中高電壓寬輸入輔助電源均采用了單端反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但單端反激變換器開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)承受的電壓等于最大直流輸入電壓、副邊折射電壓以及漏感尖峰電壓之和，在高輸入電壓時(shí)開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力很大，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管成本大大增加。文獻(xiàn)[5]采用兩個(gè)反激變換器串聯(lián)來(lái)解決單管電壓應(yīng)力大的問(wèn)題，但是需要額外增加兩串變壓器繞組，這增加了變壓器體積，產(chǎn)生的損耗也是單管反激變換器的兩倍，隨著風(fēng)力發(fā)電與光伏發(fā)電等高電壓寬輸入電力電子變換器應(yīng)用范圍的不斷擴(kuò)大，急需研發(fā)與高電壓寬輸入電力電子變換場(chǎng)合相適應(yīng)的輔助電源。雙管反激電路開(kāi)關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力僅為直流輸入電壓，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的漏感能量通過(guò)二極管回饋到直流輸入電源，不需加入RCD吸收電路，是高電壓寬輸入輔助電源的理想選擇[6]，本文對(duì)此進(jìn)行研究與設(shè)計(jì)。

1 雙管反激變換器工作原理分析

雙管反激拓?fù)淙鐖D1所示，其中S1、S2為功率開(kāi)關(guān)管，D1、D2為輸入端二極管，D3是輸出端二極管，C為輸出濾波電容，R為輸出負(fù)載，Lm為原邊繞組勵(lì)磁電感，L1為原邊繞組漏感，N1為原邊線圈匝數(shù)，N2為副邊線圈匝數(shù)；Ubus為輸入電壓，Uo為輸出電壓，iL1為原邊線圈電流，iL2為副邊線圈電流，iD為二極管D1、D2的續(xù)流電流。

反激變換器有連續(xù)工作模式(Continous Conduction Mode，CCM)和斷續(xù)工作模式(Discontinous Conducion Mode，DCM)兩種工作模式。與CCM相比， DCM的主要優(yōu)點(diǎn)為：(1)可以降低磁芯尺寸，提高磁芯利用率，減小系統(tǒng)體積。(2)副邊整流二極管關(guān)斷時(shí)電流應(yīng)力很小。因?yàn)樵陂_(kāi)關(guān)管下一次導(dǎo)通之前，二極管D3已經(jīng)完全關(guān)斷，所以DCM模式無(wú)副邊二極管反向恢復(fù)帶來(lái)的問(wèn)題，在寬輸入電壓中的高壓場(chǎng)合，這種優(yōu)勢(shì)更加明顯，因此本文設(shè)計(jì)的雙管反激輔助電源主要工作在DCM下。圖2為雙管反激變換器在DCM模式的工作波形，具有如下四個(gè)工作模態(tài)：

模態(tài)1(t0～t1)：t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1、S2同時(shí)開(kāi)通，電力電子變換器系統(tǒng)提供的直流輸入電源Ubus為變壓器原邊勵(lì)磁電感Lm和漏電感L1提供能量，原邊電感電流以斜率diL1/dt=Ubus/(Lm+L1)線性上升。二極管D1、D2處于截止關(guān)斷狀態(tài)。副邊電感電壓下正上負(fù)，二極管D3反向截止，副邊無(wú)電流流通，負(fù)載由電容提供能量。

模態(tài)2(t1～t2)：t1時(shí)刻S1、S2同時(shí)關(guān)斷，漏感電流開(kāi)始下降，原邊電感兩端電壓反向，使得二極管D1、D2立刻導(dǎo)通，鉗制了由于漏感所引起的原邊繞組感應(yīng)電勢(shì)，使之鉗位在輸入電壓Ubus，將多余的能量反饋給輸入電源，開(kāi)關(guān)管S1、S2所承受的反向電壓均為Ubus，此時(shí)副邊電感向電容充電，同時(shí)也給負(fù)載提供能量。

模態(tài)3(t2～t3)：t2時(shí)刻原邊電感電流值iL1下降到零，勵(lì)磁電感向副邊電感傳輸能量完畢，鉗位二極管D1、D2關(guān)斷，iD降為零，iL2達(dá)到最大值，開(kāi)關(guān)管S1、S2兩端電壓下降至[Ubus+(N1/N2)×Uo]/2。此時(shí)，由副邊電感向電容和負(fù)載提供能量。

模態(tài)4(t3～t4)：t3時(shí)刻副邊電感放電結(jié)束，副邊電感電流iL2為零，由副邊電感產(chǎn)生的折射電壓變?yōu)? V，此時(shí)原邊開(kāi)關(guān)承受的電壓為Ubus/2。當(dāng)?shù)竭_(dá)t4時(shí)刻新的工作周期開(kāi)始。

從上述工作模態(tài)分析可見(jiàn)，雙管反激變換器開(kāi)關(guān)管最高電壓應(yīng)力僅為直流輸入電壓Ubus，遠(yuǎn)小于單管反激變換器開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，可見(jiàn)雙管反激變換器適用于高電壓寬輸入場(chǎng)合。

2 電流控制型雙管反激變換器的穩(wěn)定性分析

2.1 電流型PWM控制原理

雙管反激輔助電源采用電流型PWM控制，其控制原理圖如圖3所示。設(shè)基準(zhǔn)電壓為Uref，輸出電壓為Uo，采樣電阻電壓Us，直流輸入電壓為Ubus，Rs為采樣電阻。電流型PWM控制電路以電壓Uo為外環(huán)控制，將電路輸出電壓Uo與基準(zhǔn)電壓Uref經(jīng)過(guò)誤差放大器得到電壓Ue，通過(guò)采樣電阻Rs輸出的電感電流采樣信號(hào)Us作為電流內(nèi)環(huán)，電感電流采樣信號(hào)Us與誤差放大器的輸出信號(hào)Ue進(jìn)行比較，當(dāng)Us的值達(dá)到Ue時(shí)，脈寬比較器狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，PWM置低電平，功率管截止，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出脈沖占空比的控制。

由于引入了電流反饋，電流型PWM控制使系統(tǒng)的性能具有下列優(yōu)點(diǎn)：(1)具有良好的線性調(diào)整率；(2)具有快速的輸入輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)；(3)能夠有更強(qiáng)的負(fù)載電流調(diào)整能力。但電流型PWM控制由于電流環(huán)的引入，也帶來(lái)了問(wèn)題。

2.2 電流型PWM控制存在的問(wèn)題

由于電流環(huán)的引入，電路容易引起次諧波振蕩問(wèn)題。對(duì)于一些供電不穩(wěn)定的電力電子變換器系統(tǒng)，如光伏發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電等系統(tǒng)，這些系統(tǒng)受環(huán)境影響較大，輔助電源直流輸入電壓會(huì)突然發(fā)生較大波動(dòng)，導(dǎo)致輔助電源的占空比突然發(fā)生變化，電路更加會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩問(wèn)題[7]。

若輔助電源工作在CCM下，電流擾動(dòng)放大圖如圖4(a)所示，設(shè)電流的上升斜率和下降斜率分別為k1、k2，Δi0為t0時(shí)刻外部引入的擾動(dòng)值，Δt為引入外部擾動(dòng)量后電流上升時(shí)間變化值，Δi1為t1(第1個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束)時(shí)刻電流變化量，Δi2為t2(第2個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束)時(shí)刻電流變化量。根據(jù)斜率公式可得：

由式(5)可知，要想擾動(dòng)量對(duì)系統(tǒng)影響小，式(5)必須要收斂，即k2/k1<1，即開(kāi)關(guān)管占空比不能大于50%，系統(tǒng)才能在若干周期后趨于平穩(wěn)。若k2/k1>1，即占空比超過(guò)50%，電感電流的上升時(shí)間大于整個(gè)周期的50%，那么電流下降時(shí)間就小于一個(gè)周期的50%。在較短的時(shí)間內(nèi)，電流還沒(méi)有來(lái)得及回到初始狀態(tài)值，下一個(gè)工作周期接著又開(kāi)始了，在這個(gè)工作周期內(nèi)的初始電流變大了。在接下來(lái)的一個(gè)周期內(nèi)，電流很快就上升到由誤差放大器輸出設(shè)定的峰值，開(kāi)關(guān)管很快關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間變短，占空比變窄，和上一個(gè)周期相比，這個(gè)周期的占空比減小到50%以內(nèi)，但是這樣又導(dǎo)致關(guān)斷時(shí)間太長(zhǎng)，下一個(gè)周期電流的初始值太小，電感上升到峰值時(shí)間變長(zhǎng)，使得占空比再一次超過(guò)50%，最終會(huì)導(dǎo)致電流發(fā)生次諧波振蕩。

若輔助電源工作在DCM下，電流擾動(dòng)放大圖如圖4(b)所示，電流i在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束之前就已經(jīng)變?yōu)榱懔?，擾動(dòng)電流Δi0也跟著變?yōu)榱?，故擾動(dòng)量不會(huì)引入到下一個(gè)周期內(nèi)，輔助電源能夠穩(wěn)定的工作在DCM下。

對(duì)于寬輸入電壓的電力電子變換器輔助電源，雖然按照DCM設(shè)計(jì)，但是由于輸入電壓范圍較寬，低壓重載的情況下很有可能從DCM過(guò)渡到臨界模式或CCM，也就是不能保證輔助電源一直工作在DCM下，低壓情況下輸出占空比很可能會(huì)大于50%，這樣很容易引起次諧波振蕩問(wèn)題，為此需要加入2.3節(jié)的斜波補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)。

2.3斜坡補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)

要想解決電流環(huán)次諧波振蕩問(wèn)題對(duì)系統(tǒng)的影響，需要改變k2與k1的比值，使其小于1。設(shè)電流環(huán)加入一個(gè)正斜率為k、周期和功率開(kāi)關(guān)周期一致的補(bǔ)償斜坡，則式(3)可變?yōu)椋?/p>

當(dāng)系統(tǒng)為滿占空比的時(shí)候，有k>0.5k2。所以只要k>0.5k2，系統(tǒng)必然能達(dá)到穩(wěn)定。

以電流控制型芯片UC3842為例，斜坡補(bǔ)償電路由圖5中Q3、R8、R9構(gòu)成，其中射極跟隨器Q3的作用是實(shí)現(xiàn)阻抗變換，減小振蕩網(wǎng)絡(luò)與斜坡補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的影響，避免對(duì)開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生干擾。由于采樣電阻Rs較小，補(bǔ)償電壓Uosc作用在Rs上的電壓可忽略，則補(bǔ)償之后芯片3腳上的電壓為：

其中Us為采樣電流得到的電壓，Uosc為補(bǔ)償電壓，Uosc=(ΔU/Δt)ton(由UC3842數(shù)據(jù)手冊(cè)可知ΔU為振蕩器幅值的1.6~1.8倍，一般取1.8，Δt=0.45×R7×C7，ton為開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)間)。

由上述分析可知只有k>0.5k2，才能實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償。由式(10)可知補(bǔ)償電壓斜率(ton前面的系數(shù))中ΔU/Δt為定值，只有選取合適的R8和R9，才會(huì)使得補(bǔ)償斜率k大于輸出電感電流斜率k2的一半[8]。補(bǔ)償斜率k為電壓斜率，故需將輸出電感電流斜率k2折算為原邊電壓斜率，得到(Ns/Np)(Rs)(k2/2)，即得到式(11)：

其中Ns為副邊繞組匝數(shù)，Np為原邊繞組匝數(shù)，k2是輸出電感電流下降斜率，即k2=Uo/Lo，Uo為輸出電壓，Lo為對(duì)應(yīng)繞組的電感值。

3 電流控制型雙管反激變換器啟動(dòng)電路設(shè)計(jì)

3.1 傳統(tǒng)啟動(dòng)電路

本文雙管反激變換器采用電流型控制芯片UC3842進(jìn)行控制，UC3842通常采用圖6所示電路作為啟動(dòng)電路，由數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，UC3842最小啟動(dòng)電流為11 mA，則啟動(dòng)電阻R1約為140 V/0.011=12.7 kΩ，啟動(dòng)電阻R1的功率約為1.54 W，考慮到輔助電源的輸入電壓范圍較寬，電阻的功率需要預(yù)留3~5倍的余量，為了使輔助電源長(zhǎng)期工作在穩(wěn)定狀態(tài)，電阻功率至少要達(dá)到7.5 W，圖6所示啟動(dòng)電路損耗較大。而且在啟動(dòng)完成之后，電阻上的損耗隨輸入電壓的增大而增加，若以最大輸入電壓為600 V時(shí)來(lái)算，啟動(dòng)電阻的損耗約為(600 V～15 V)2/(12.7×103)=26.94 W，所以圖6所示的傳統(tǒng)啟動(dòng)電路并不適用于高電壓寬輸入場(chǎng)合。

3.2 低損耗啟動(dòng)電路

本文對(duì)采用電流型控制芯片UC3842的雙管反激變換器提出圖7所示的低損耗啟動(dòng)電路。圖7與圖6相比多加了MOS管Q1和Q2，分別實(shí)現(xiàn)啟動(dòng)電路的自啟動(dòng)和自關(guān)斷。圖7中R1為啟動(dòng)電阻，D1、D2、D3為二極管，ZD1為13 V的穩(wěn)壓二極管，ZD2為15 V穩(wěn)壓二極管。電路剛上電時(shí)，通過(guò)ZD1穩(wěn)壓管將開(kāi)關(guān)管Q1的Vgs電壓穩(wěn)定在13 V使其開(kāi)通，由Ubus通過(guò)啟動(dòng)電阻R1為芯片UC3842提供工作電壓。當(dāng)電路達(dá)到穩(wěn)定工作狀態(tài)后，反饋繞組上的電壓達(dá)到芯片正常工作電壓15 V，此時(shí)MOS管Q2開(kāi)通，TP點(diǎn)被接地置低，啟動(dòng)回路的MOS管Q1關(guān)斷，直流電源Ubus給芯片供電的回路斷開(kāi)，此后由變壓器的反饋繞組提供芯片正常工作電壓，電路啟動(dòng)完成。該啟動(dòng)電路相比圖6所示的UC3842傳統(tǒng)啟動(dòng)電路，可以大大減少啟動(dòng)電阻的損耗，拓寬輸入電壓的范圍，提高電力電子變換器的效率和應(yīng)用范圍。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文設(shè)計(jì)了一款雙管反激輔助電源，參數(shù)如下：輸入電壓為140 V~600 V，四路輸出分別為+5 V/2 A、+5 V/1 A、+15 V/0.5 A、-15 V/0.5 A，開(kāi)關(guān)頻率50 kHz，變壓器采用EEL22磁芯，包含有一個(gè)原邊繞組、四個(gè)副邊繞組以及一個(gè)反饋繞組，采用UC3842實(shí)現(xiàn)電流型PWM控制。

圖8為輸入140 V空載時(shí)開(kāi)關(guān)管S1的Vgs和Vds的波形圖，表明開(kāi)關(guān)管S1、S2工作在DCM下，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)S1的Vds最高電壓鉗位在輸入電壓。Vds后期有波動(dòng)是原邊勵(lì)磁電感、漏感和MOS管寄生電容以及分布電容之間諧振引起的。

圖9為輸入電壓140 V時(shí)UC3842的3腳和4腳波形。在t0時(shí)間段雙管反激變換器開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，電感電流不斷增加到峰值且大于零，t0時(shí)間段結(jié)束后開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，電感電流通過(guò)二極管反向續(xù)流回饋到電源端，電感電流變?yōu)樨?fù)的最大值并開(kāi)始減小，t1時(shí)間段結(jié)束后降為零。t2時(shí)間段原邊電感放電結(jié)束，電感電流在新的周期之前一直是零。

圖10(a)和圖10(b)分別為原邊電感電流、+5 V/2 A副邊輸出繞組的電感電流與Vgs波形，圖11(a)和圖11(b)為原邊電感電流、+5 V/2 A副邊繞組的電感電流與Vds波形，與圖2工作波形分析一致，工作于DCM下。圖12為5 V和+15 V輸出電壓波形，輸出電壓穩(wěn)定。

雙管反激輔助電源效率曲線圖如圖13所示，當(dāng)輸入電壓為600 V，最高效率可達(dá)84%以上，所以雙管反激輔助電源更適用于高電壓場(chǎng)合。

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種基于雙管反激拓?fù)?，適用于電力電子變換系統(tǒng)高電壓寬輸入場(chǎng)合的輔助電源。分析了雙管反激變換器適用于高電壓寬輸入場(chǎng)合的原理，針對(duì)電流控制芯片中電流環(huán)次諧波振蕩問(wèn)題設(shè)計(jì)了一種斜坡補(bǔ)償電路。提出了電流控制型雙管反激輔助電源的低損耗啟動(dòng)電路。實(shí)驗(yàn)證明了所設(shè)計(jì)的電力電子變換系統(tǒng)輔助電源的可行性和實(shí)用性。