Brad Brannon, Kenny Man, 和 Ankit Gupta

本應(yīng)用筆記參考了3GPP TS 36系列文檔和ADI公司的各種數(shù)據(jù)手冊、特性報告和實驗室測試結(jié)果。重點是基于集成、零中頻（ZIF）、RF至比特、IC（AD9371）的無線電接收器的分析和測試結(jié)果，用于多載波、廣域LTE操作。

圖 1 和圖 2 顯示了討論的一般假設(shè)架構(gòu)。圖2詳細介紹了基于AD9371的無線電的常見內(nèi)容。關(guān)鍵元件包括雙工器、模擬前端（AFE）、RF表面聲波（SAW）濾波器和AD9371集成無線電。

圖2.無線電接收機框圖

圖 3 顯示了系統(tǒng)性能測試的實驗室設(shè)置。

圖3.硬件測試設(shè)置框圖

接收器信號鏈中關(guān)鍵組件的一般說明

雙面打印器

雙工器或隔離器的關(guān)鍵功能是將發(fā)射能量排除在接收器之外，以防止脫敏或損壞。雙工器往往是接收器中成本較高的元件之一，也占總重量和體積的很大一部分。對于頻分雙工（FDD）應(yīng)用，沒有雙工器是完美的，因此，發(fā)射（Tx）寬帶噪聲的某些部分溢出到接收（Rx）頻段，成為噪聲預算的一部分。如果可以將更多的總噪聲預算分配給傳輸泄漏，則雙工器可以變得更小、更便宜、更輕。

在測試設(shè)置中，雙工器被建模為具有1 dB插入損耗的理想帶通濾波器，在參考天線的功率計算中考慮了這一點。

AFE

模擬前端（AFE）包括一個兩級LNA，以最小的附加噪聲放大微弱信號，以便AD9371能夠以合理的噪聲對無線電貢獻的信號進行數(shù)字化處理。

討論并測試了兩種不同AFE增益場景（20 dB和25.5 dB）下的整體系統(tǒng)性能。

規(guī)范	典型頻率為 2500 MHz
獲得	20分貝， 25.5分貝
噪聲系數(shù) （NF）	0.8分貝
三階截點 （IIP3）	6 dB 時為 7.20 dBm
輸出 1 dB 壓縮點 （P1dB）	2 分貝

圖4.AFE詳細框圖和與AD9371的連接

鋸過濾器

RF濾波器的兩個目的是盡可能多地消除帶外能量，包括帶外阻塞信號，并提供寬帶發(fā)射噪聲和互調(diào)產(chǎn)物的額外衰減，否則會降低接收器性能。如果可能，使用差分輸出SAW濾波器與AD9371上的差分RF輸入相匹配。另一種方法是使用射頻巴倫。差分架構(gòu)允許更高的偶數(shù)階性能指標，以及對本振 （LO）、時鐘、電源噪聲和其他系統(tǒng)信號的更高共模抑制。

為了獲得最佳帶外性能，建議在兩個LNA級之間插入一個RF SAW濾波器，以提高整個接收器鏈的帶外線性度性能。這通過放寬雙工器帶外抑制要求為系統(tǒng)帶來了價值。

AD9371

AD9371是一款高度集成的RF捷變收發(fā)器，提供雙通道發(fā)射器和接收器、集成頻率合成器和數(shù)字信號處理功能。AD9371提供3G/4G微到宏基站設(shè)備所需的高性能和低功耗的多功能組合，可在FDD和TDD應(yīng)用中工作。

AD9371的工作頻率范圍為300 MHz至6000 MHz，覆蓋大多數(shù)許可和非許可蜂窩頻段。AD9371具有完整的LO和時鐘合成功能，支持204 （Rx）或2 （Tx）通道上的JESD4B兼容數(shù)字接口，支持高達6.144 Gbps的通道速度。

AD9371 Rx的特性性能

以下各節(jié)的分析基于表2所示的特性數(shù)據(jù)，用于估計系統(tǒng)性能。

規(guī)范	典型頻率為 2500 MHz
最大增益時的噪聲系數(shù)	12分貝
二階截點 （IIP2）	63 分貝
三階截點 （IIP3）	22 分貝
鏡像抑制	75分貝
內(nèi)部LO相位噪聲
在 10 kHz 時	?95分貝/赫茲
在 100 kHz 時	?100分貝/赫茲
在 1 兆赫時	?123分貝/赫茲
在 10 兆赫時

圖6.發(fā)射至接收隔離，用于 2 dB NF（1 dB 雙工器 IL、40 dBm/°C 和 4°C P外， 60 dB ACLR）

預期的接收合規(guī)性

參考靈敏度

分析

圖7顯示了廣域基站（BTS）中LTE所需的參考靈敏度水平（RSL）。5 MHz載波帶寬（BW）的廣域基站RSL對應(yīng)于?168 dBm/Hz信號密度。

圖7.分配帶寬處的 LTE 分配資源塊 （RB）

使用 FRC A1-3 參考測量通道和 MCS-4 調(diào)制和編碼方案，95% 的吞吐量預計具有大約 ?1 dB 的信噪比 （SNR），具體取決于特定 IP 實現(xiàn)的鏈路條件和功能。為了滿足規(guī)范的RSL要求，可能的最高整體系統(tǒng)噪聲系數(shù)為7 dB（?168 dBm/Hz ? （?1 dB） ? （?174 dBm/Hz） = 7dB）。所有基站供應(yīng)商都希望實現(xiàn)比3GPP要求更好的RSL;因此，典型的系統(tǒng)噪聲系數(shù)為2 dB至3 dB，分別可實現(xiàn)5 dB至4 dB裕量。

圖8顯示了一個典型的簡化框圖。它在AD1頻段中心提供8.9371 dB的總天線參考系統(tǒng)噪聲系數(shù)，典型情況下在頻帶邊緣為2.0 dB，在最壞情況下在頻帶邊緣為2.5 dB。這為其他因素留下了大約0.5 dB的裕量，其中2.5 dB的典型NF和3 dB的最壞情況NF作為設(shè)計目標。

圖8.基于AD9371的無線電接收器的簡化模型

在FDD系統(tǒng)中，接收噪聲由接收器NF和發(fā)射泄漏到Rx頻段決定。發(fā)射可以是噪聲、失真或兩者之和，具體取決于工作頻段和信號帶寬的發(fā)射到接收頻率分離。發(fā)射器發(fā)射電平取決于發(fā)射功率、發(fā)射器的線性度和噪聲，以及雙工器的發(fā)射端口到天線端口到接收端口的抑制。

數(shù)字預失真（DPD）在中到高發(fā)射功率應(yīng)用中是必需的，并且需要具有寬合成帶寬的發(fā)射器，這意味著在雙工器之前無法濾除太多Tx噪聲。例如，使用基于AD9371的發(fā)送器時，假設(shè)回退為9371 dB，AD151輸出端的帶內(nèi)噪聲為?5 dBm/Hz，輸出功率為?12 dBm rms。例如，如果天線的輸出功率為4個載波，頻率為46 dBm（每個載波10 W），則總增益為51 dB，功率放大器（PA）輸出噪聲為?99 dBm/Hz。

在60 dB鄰道漏電比（ACLR）下，46載波天線輸出的4 dBm總發(fā)射功率的PA失真落入Rx頻段為?87 dBm/Hz。 結(jié)合AD9371 Tx熱噪聲，對于86 MHz帶寬LTE，Rx頻段的總噪聲為?7.3 dBm/Hz Tx噪聲加上失真功率密度， 遠高于?174 dBm/Hz本底噪聲，因此雙工器必須抑制噪聲。

圖9顯示了假設(shè)接收器具有2 dB NF（通常是宏BTS接收器的規(guī)格），計算出的雙工器抑制與Tx噪聲和失真導致的允許系統(tǒng)NF下降的關(guān)系。

圖9.雙工器拒絕要求

如果需要0.1 dB NF降級，則需要104 dB雙工器Tx到Rx隔離，這既困難又昂貴。當允許0.5 dB NF降級時，這阻礙了改善整個接收器噪聲性能的許多努力，雙工器Tx至Rx隔離要求放寬約10 dB至94 dBc。這比0.1 dB的降級方案要好，但仍然難以實現(xiàn)，也不具有成本效益。為了以合理的系統(tǒng)成本實現(xiàn)有競爭力的接收器RSL性能，可能需要Tx噪聲和失真消除功能來放松雙工器或天線濾波器上的Tx至Rx隔離。

對于Tx失真產(chǎn)物遠高于噪聲的頻段，情況甚至更加困難（見圖11）。如果傳輸帶寬為B的信號，則三階失真產(chǎn)物從Tx信號中心擴展到1.5B的頻率偏移。五階失真產(chǎn)物從Tx信號中心延伸至2.5B。如果這些失真帶與Rx通道重疊，則接收器將脫敏，除非失真產(chǎn)物被充分濾除。

圖10顯示了3GPP頻段的發(fā)射機失真積帶寬與Rx至Tx分離之間的關(guān)系。藍色菱形是 3GPP 帶寬與雙工間距的散點圖。紅線和綠線表示三階和五階失真帶的范圍與信號帶寬的函數(shù)關(guān)系。紅線或綠線下的藍色菱形表示該波段中的接收器因Tx失真產(chǎn)物而脫敏。請注意，大多數(shù)藍色菱形都位于紅線或綠線下，這表明大多數(shù) 3GPP 波段因 Tx 失真而脫敏，這對雙工器提出了嚴格的要求。

圖 10.發(fā)射失真帶寬與3GPP頻段Rx/Tx分離的關(guān)系

圖 11.發(fā)射失真帶和雙工間距

規(guī)范	5 MHz 估計	1.4 MHz 估計
可實現(xiàn)的 NF	2.81分貝	2.81分貝
RSL	?105.7 分貝/25 RB	?111.8 分貝/6 RB
IIP3	?0.55分貝	?0.55分貝
IIP2	+40分貝	+40分貝
P1分貝	?33.5 dBm （最大增益）	?33.5 dBm （最大增益）

測試結(jié)果

本節(jié)總結(jié)了實驗室測量結(jié)果。請注意，使用ADL5240放大器代替第二級LNA;因此，AFE NF比建模的略差。靈敏度信息是從測得的信噪比外推出來的。NF或靈敏度不考慮Tx泄漏。

圖 12.WCDAM 和 LTE 在 2 AFE 增益下測得的 RSL

圖 13.使用不同方法測量的系統(tǒng)噪聲系數(shù)

分析與測量性能之間的比較

測得的系統(tǒng)NF接近分析結(jié)果（最大0.5 dB）。來自分析和測量的系統(tǒng)噪聲系數(shù)均達到目標 3 dB。

動態(tài)范圍

分析

對于動態(tài)范圍測試，如3GPP TS 36.104文檔所示，基于MCS-5施加?70.2 dBm的9 MHz期望信號。加性白高斯噪聲（AWGN）干擾信號為?82.5 dBm。MCS-9 具有 95% 的吞吐量角，大約 10 dB 的 SNR。如果額外的損傷不會降低大于2.3 dB的SNR，則滿足動態(tài)范圍性能。由于所需信號是主導信號，因此大多數(shù)合理的實現(xiàn)不會引起任何自阻塞損傷。這更像是基帶規(guī)格，而不是無線電規(guī)格，因此不會挑戰(zhàn)接收器性能。對于窄帶信號，信號和干擾之間的關(guān)系大致相同。因此，不同頻譜分配的性能保持不變。

測試結(jié)果

動態(tài)范圍沒有測試，只是分析了。

通道內(nèi)選擇性

分析

對于廣域基站，使用?5 dBm的15個資源塊（RB）（MSC-4）信號和?100 dBm的相鄰10 RB干擾來測試81 MHz E-UTRA信號的通道內(nèi)選擇性，以填充剩余的5 MHz E-UTRA信道。

?5 dBm 時的 100 MHz E-UTRA 信號對應(yīng)于所需 RB 功率電平的 ?100 dBm ? 10 × log（15 RB） = ?111.8 dBm/RB，干擾 RB 功率電平對應(yīng)的 ?81 dBm – 10 × log（10 RB） = ?91 dBm/RB。

如前所述，MSC-4信號的轉(zhuǎn)折SNR約為?1 dB，低于該值的吞吐量將降至95%以下。

盡管干擾源非常接近，但兩者之間的絕對功率和功率差距都不足以對無線電構(gòu)成挑戰(zhàn)。鏡像抑制、IIP2 和 IIP3 等規(guī)格的典型無線電性能對本測試的性能沒有影響，因為干擾信號功率非常低。

LO近載波相位噪聲對僅次于直流的RB的影響最大。100 Hz至360 kHz范圍內(nèi)的LO相位噪聲與干擾RB之間的倒易混頻積落入所需RB。AD9371內(nèi)部LO的積分相位噪聲（相位抖動）約為?33 dBc;這有助于 ?91 dBm + （?33） = ?124 dBm，對于最接近的所需 RB（靠近直流），這大約提供 ?111.8 dBm ? （?124 dBm） = 12.2 dB SNR。

基帶信號鏈的1/f噪聲（0 Hz至幾10 kHz）可能比LO相位噪聲貢獻更多。為消除1/f噪聲，AD9371采用數(shù)字陷波濾波器。陷波濾波器帶寬是可編程的;更寬的陷波濾波器有助于消除寬范圍的1/f噪聲，因此在較低的信號電平下很有幫助。陷波濾波器還會切斷部分所需信號能量;因此，更寬的陷波濾波器會在較高信號電平下降低SNR。可以選擇最佳的陷波濾波器帶寬，以實現(xiàn)小信號和大信號條件下的平衡性能。

測試1.4 MHz E-UTRA信號的通道內(nèi)選擇性，使用?3.4 dBm的98 RB（MSC-9）信號和?3 dBm的相鄰79 RB信號，以填充剩余的E-UTRA通道。使用前面討論的相同約束，所需的性能如表 4 和表 5 所示。與更寬帶寬配置一樣，這些要求對AD9371來說都不是挑戰(zhàn)。

在表5中，ICS性能的實驗室測量數(shù)據(jù)與每個關(guān)鍵測量值的分析性能非常接近。

圖 14.通道內(nèi)選擇性

損害	基于特征數(shù)據(jù)的 5 MHz 預測貢獻（15 個所需 RB 中）
	在 20 dB AFE 增益 （dBm） 時	在 25.5 dB AFE 增益 （dBm） 時
熱噪聲	?107.1	?107.7
IIP3	?246	?237
鏡像抑制	?151	?151
IIP2	?206	?200
LO近載波相位噪聲	?114.7	?114.7
陷波濾波器（×100 Hz 陷波帶寬）	?145	?145
總	?106.4	?106.9

敏感性	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
從測得的EVM數(shù)據(jù)外推?1 dB SNR下的靈敏度	?107.4	?107.9
標準 RSL 規(guī)范	?101.5	?101.5
?1 dB SNR 時的預測靈敏度	?108.0	?108.5

窄帶阻塞

分析

與基準靈敏度部分一樣，所需信號是5 MHz寬的MCS-4通道。對于廣域基站，允許6 dB弛豫，所需靈敏度為?95.5 dBm。干擾源是?49 dBm的單個RB，根據(jù)TS 36.141文檔中的公式以失調(diào)頻率出現(xiàn)。

這是從窄帶阻塞器中心到目標信號通道邊緣的偏移，如圖17所示。鑒于該信號的大特性，接收器容易受到常見的損傷，包括鏡像抑制和相位噪聲。當輸入靈敏度要求為?95.5 dBm和?1 dB SNR時，整個通道的總損傷允許為?94.5 dBm，相當于13 dB （?161 dBm/Hz）的噪聲系數(shù)。

對于圖像抑制，產(chǎn)生的侵略者可能會也可能不會落在所需的信號上。假設(shè)確實如此，則可能發(fā)生兩種可能性。一個是圖像正好落在所需的資源塊上。另一種可能性是圖像部分落在兩個相鄰的資源塊上。對于此討論，假設(shè)圖像正好落在一個資源塊上，但請記住，損傷可能涉及兩個相鄰的資源塊。此外，總吞吐量基于所有 RB，而不僅僅是受損 RB;因此，這是最壞的情況。?49 dBm阻塞在49 dBc鏡像抑制時會導致?70 dBm ? 119 dB = ?70 dBm損傷。

當阻塞與目標信號的最小頻率偏移時，相位噪聲影響最大。對于1.4 MHz的情況，偏移為400 kHz至1.5 MHz的相位噪聲會影響目標信號的SNR。在5 MHz載波帶寬情況下，600 kHz和5.1 MHz之間的偏移相位噪聲會影響SNR。AD9371內(nèi)部LO在400 kHz至1.5 MHz范圍內(nèi)的積分相位噪聲約為?59 dBc，在61 kHz至600.5 MHz范圍內(nèi)約為?1 dBc。對于108.7 MHz和1 MHz載波帶寬，這大約貢獻了?4.3 dBm，對于110 MHz載波帶寬，貢獻了?5 dBm。

最接近罪犯的RB受近載波相位噪聲的影響最大。對于 400.580 MHz 帶寬，從 NB 阻塞中心到所需 RB 的頻率偏移為 1 kHz 至 4 kHz，對于 600 MHz 帶寬，頻率偏移為 780 kHz 至 5 kHz。在62 kHz至400 kHz的頻率偏移范圍內(nèi)，積分相位噪聲約為?580 dBc。

對于111.1 MHz載波帶寬，積分相位噪聲的貢獻約為?4 dBm/RB，對于113 MHz載波帶寬，積分相位噪聲約為?5 dBm/RB。由于所需信號電平（比RSL高6 dB）對于108.7 MHz帶寬為?1.4 dBm/RB，對于109 MHz帶寬為?5.5 dBm/RB，因此最接近干擾方的RB（NB阻塞RB）的相位噪聲限制SNR對于3.1 MHz帶寬約為4 dB，對于3 MHz帶寬約為8.5 dB， 高于 ?1 dB。對于那些離干擾源較遠的所需RB，SNR會隨著相位噪聲的改善和頻率偏移的增加而改善。

圖 15.5 MHz LTE信號校正前的鏡像抑制

圖 16.對5 MHz LTE信號進行校正后的鏡像抑制

圖 17.窄帶阻塞測試所需的信號和阻塞器位置

AD9371 內(nèi)部LO相位噪聲影響	LTE 載波帶寬
	1.4兆赫	5兆赫
從阻塞中心到受影響所需RB的最小頻率偏移	400千赫	600千赫
由于LO/時鐘接近相位噪聲，所有分配的RB上的倒易積	?108.7 分貝/15 RB	?110 分貝/25 RB
最近RB上的倒易積，由于LO/時鐘近載波相位噪聲	?111.7 分貝/凈值	?113.3 分貝/凈值

損害	基于特征數(shù)據(jù)的 5 MHz 預測貢獻（15 個所需 RB 中）
	在 20 dB AFE 增益 （dBm） 時	在 25.5dB AFE 增益 （dBm） 時
熱噪聲	?105.07秒	?105.53
IIP3	不適用	不適用
鏡像抑制	?119	?119
IIP2	不適用	不適用
LO近載波相位噪聲	?108.72	?110
總	?103.4	?104

敏感性	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
RSL	?106.7	?107.3
預測靈敏度
?1 dB 信噪比	?104.4	?105
從測得的EVM數(shù)據(jù)外推?1 dB SNR下的靈敏度	?106.1	?106.5
標準 RSL 規(guī)范	?101.5	?101.5

相鄰通道選擇性 （ACS）

與動態(tài)范圍部分一樣，所需信號是4 MHz寬的MCS-5通道。對于廣域基站，允許6 dB弛豫，所需靈敏度為?95.5 dBm。干擾源為?52 dBm，由從侵略源中心到目標信號邊緣的5 MHz E-UTRA信號偏移2.5025 MHz組成。與窄帶阻塞的情況一樣，信號電平相當大。此外，考慮到侵略者相對于間隔的寬帶寬，有源RB和侵略者之間僅存在約0.5 MHz的間隙，這表明侵略者子載波之間的互調(diào)項可能會侵犯所需信號。因此，除了鏡像抑制和相位噪聲外，還必須考慮相鄰通道泄漏和互調(diào)。當輸入靈敏度要求為?95.5 dBm和?1 dB SNR時，整個通道的總損傷允許為?94.5 dBm，相當于12 dB （?162 dBm/Hz）的噪聲系數(shù)。

對于鏡像抑制，假設(shè)鏡像正好落在所需信號上，盡管這取決于確切的頻率規(guī)劃，可能是也可能不是這樣。?52 dBm阻塞信號為目標信號貢獻?52 dBm – 70 dB = ?122 dBm/載波。

侵略者的子載波之間的互調(diào)產(chǎn)物的子項落在所需的子載波中。參考的 IIP3 天線在 1 dB AFE 增益下約為 +7.20 dBm，或在 2.9 dB AFE 增益下約為 ?25.5 dBm。在不考慮頻譜擴展效應(yīng)的情況下，在20 dB AFE增益下，三階交調(diào)失真（IM3）積約為2 × （?52 dBm – 3 dB ? 1.7 dBm） + （?52 dBm ? 3 dB） = ?168.4 dBm/RB，遠小于圖像影響。

相位噪聲影響可以通過檢查給定5 MHz帶寬侵略者下最接近的期望RB的SNR來計算。500 kHz至5 MHz范圍內(nèi)的積分相位噪聲約為?60 dBc，侵略者功率電平為?52 dBm ? 10 × log（25 RBs） = ?66 dBm/RB;這在最接近的所需RB處產(chǎn)生?60 dBc ? 66 dBm/RB = ?126 dBm倒數(shù)混合產(chǎn)物。所需RB的功率電平為?95.5 dBm ? 10 × log（25 RB） = ?109.5 dBm/RB，降敏為6 dB。

如果所需信號居中靠近直流，則對相鄰通道的IIP2響應(yīng)可能會干擾直流時的目標信號。系統(tǒng) IIP2 在 44 dB AFE 增益時約為 20 dBm，在 38.5 dB AFE 增益下約為 25.5 dBm。在?52 dBm阻塞電平下，這會產(chǎn)生?142.5 dBm IM2，遠小于圖像影響。

圖 18.相鄰通道選擇性測試中所需的信號和阻塞器放置

損害	基于特征數(shù)據(jù)的 5 MHz 預測貢獻（15 個所需 RB 中）
	在 20 dB AFE 增益 （dBm） 時	在 25.5 dB AFE 增益 （dBm） 時
熱噪聲	?104.9	?105.4
IIP3	?168.4	?159
鏡像抑制	?122	?122
IIP2	?148	?142
LO近載波相位噪聲（內(nèi)部LO）	?111.3	?111.3
總	?104	?104.3

敏感性	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
?52 dBm ACS阻塞電平時的預測靈敏度	?106	?106.5
?52 dBm ACS阻塞電平下的測得靈敏度	?106.6	?107.3
測量的 RSL	?106.7	?107.3

一般帶外阻塞和搭配

一般帶外阻塞

LTE的一般阻塞要求要求在所需頻段之外一定距離處允許?15 dBm連續(xù)波（CW）音調(diào)。這可以介于 10 MHz 和 20 MHz 之間的位置，具體取決于頻段，并且可以從 1 MHz 擴展到 12.750 GHz。在搭配場景中，阻塞級別為 16 dBm。

AD9371內(nèi)部架構(gòu)在距離通帶邊沿20 MHz偏移時提供約200 dB抑制，在40 MHz偏移時提供超過500 dB的抑制，在遠端頻段提供超過50 dB的抑制，這超出了內(nèi)部Σ-Δ ADC的第一個奈奎斯特區(qū)（?614.4 MHz至+614.4 MHz）。

AD9371內(nèi)部架構(gòu)部分定義了雙工器或時分雙工（TDD）天線濾波器和其他RF濾波器的抑制性能。雙工器和其他濾波器對該信號的完全抑制會降低電平，使其不會中斷接收器性能。這種減少對于一般阻塞很重要，但對于帶外信號可能非常大的搭配情況尤其重要。如果沒有正確過濾，這些信號有幾種方式會破壞性能。首先，前端（LNA和其他RF放大器）的線性度可能會受到影響。其次，帶外信號可以在ADC內(nèi)混疊，并顯示為帶內(nèi)阻塞信號。帶外信號也可能使ADC過驅(qū)動。最后，帶內(nèi)信號可能會使接收器的性能脫敏。

對于中頻采樣架構(gòu)，必須對這些帶外信號進行充分濾波，使其等于或小于熱噪聲電平，以防止接收器靈敏度過度下降。例如，總濾波必須等于或優(yōu)于 +16 dBm – （2 dB ? 174 dBm/Hz + 10 × log（4.5 MHz）） = 122 dB，這相當于在 3 dB 系統(tǒng)噪聲系數(shù)下實現(xiàn)的 RSL 的 2 dB 脫敏。

在IF采樣接收器中，濾波分布在RF和IF之間，以實現(xiàn)所需的濾波要求。具體而言，這需要在混頻器前面安裝一個RF濾波器，以防止LO另一側(cè)的信號和噪聲與所需的混頻器鏡像一起出現(xiàn)在帶內(nèi)。對于ZIF架構(gòu)，理論上沒有帶外鏡像，但在硅片上，AD9371為高階鏡像（超過第一奈奎斯特頻率范圍）提供有限的抑制（>50 dB）。因此，該RF濾波器可以靠近天線，改善所有頻段的帶外保護，尤其是第二級LNA;因此，無線電的整個帶外線性度得到改善。當濾波器靠近天線時，噪聲系數(shù)的降低可能小于 1/10 dB。在圖20所示的掃描中，脫敏與頻率的關(guān)系圖。在遠離帶外，限制來自LNA線性度，而不是與相位噪聲或轉(zhuǎn)換器本底噪聲等其他現(xiàn)象相關(guān)的噪聲。由于這一限制，在第一個LNA和第二個LNA之間包括一個RF濾波器可減少帶外線性問題并提高整體系統(tǒng)性能。在兩個LNA級之間包括RF濾波器是不可能的，如果IF采樣架構(gòu)對NF的影響更大。

如圖20所示，緊鄰目標頻帶外的阻斷信號很難濾除。目標頻帶之外的阻塞信號包括傳輸泄漏以及不相關(guān)的源。雙工器可以增加復雜性以幫助但不能消除這些問題，但不能以代價消除這些問題。同樣，SAW濾波器也不能完全消除這些信號。典型的中頻采樣架構(gòu)必須在整個頻段上容忍可能高達?35 dBm的信號，這些信號可能來自帶外源混疊。必須使用低于放大器雜散電平的IF濾波器和ADC組合對阻塞信號進行衰減，以防止接收器中斷。其他信號也必須濾除，包括LO泄漏和不需要的混頻器鏡像。結(jié)果通常是一個高階IF濾波器，其插入損耗約為6 dB至12 dB，具體取決于所需的轉(zhuǎn)換響應(yīng)。ZIF 架構(gòu)幾乎消除了所有這些問題。對于ZIF架構(gòu)，主要信號是感興趣的信號及其產(chǎn)品。這些產(chǎn)品通常通過各種模擬和數(shù)字技術(shù)來緩解。由于片內(nèi)AAF濾波器和用于數(shù)字化信號的Σ-Δ調(diào)制器具有一般的低通特性，帶外信號自然會被Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的信號傳遞函數(shù)抑制。結(jié)合高采樣率，使用Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的ZIF架構(gòu)提高了對帶外內(nèi)容的容差，尤其是遠帶，并減輕了濾波負擔。圖20突出了這一點，即在目標頻帶之外對接收器進行脫敏所需的輸入電平不斷增加。綜上所述，對帶外脫敏的耐受性高于帶內(nèi)脫敏。

在采用流水線ADC的傳統(tǒng)中頻采樣架構(gòu)中，濾波器必須同時處理近載帶外阻塞和遠端阻塞;因此，插入損耗和成本很高。相比之下，AD9371具有良好的遠距離阻塞抗擾度，因此，RF濾波器可以針對近載波抑制進行優(yōu)化。

用于 LTE-TDD 的特殊帶外阻斷

LTE-TDD運營商可能要求帶外容差，在較小的阻塞信號到所需信號頻率偏移（小于標準帶外阻塞方案）時，能夠容忍某些阻塞功率電平（高于帶內(nèi)阻塞功率電平），例如，在距離所需帶邊沿35 MHz偏移時具有?5 dBm阻塞電平。由于過渡帶（5 MHz）相對于通帶頻率非常小，因此即使是腔體濾波器也無法以合理的成本完成很多工作;因此，情況與帶內(nèi)阻塞方案幾乎相同。

AFE增益為20 dB，天線至LNA輸入損耗為2 dB，AD9371自動增益控制（AGC）開始降低此電平信號的增益?？紤]到5 MHz LTE信號的峰均比（PAR）約為7.2 dB，AD9371的峰值輸入功率約為?35 dBm ? 2 dB + 20 dB + 7.2 dB = ?10 dBm。在?13 dBm ADC等效滿量程功率和AGC裕量為3 dB時，AD10必須使用?13 dBm ? （?3 dBm ? 6 dB） = 9371 dB衰減，以降低有效噪聲系數(shù)。

相位噪聲是一個問題，因為阻塞電平很高。在這種特殊情況下，圖像不是問題。IM2 對于 DC 周圍的運營商來說可能是一個問題。

減值如表11所示。

損害	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
熱噪聲	?103.4	?103.2
HMR	?124.6	?125
圖像	不適用	不適用
相位噪聲	?107	?107
HMR	?126	?126.5
總	?101.8	101.7

一般帶內(nèi)阻塞測試	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
?35 dBm帶內(nèi)阻塞電平時的預測靈敏度	?102.8	?102.7
?35 dBm帶內(nèi)阻塞電平下的測得靈敏度	?101.5	?101.5
測量的 RSL	?104.5	?104.9

搭配

搭配容差在并置發(fā)射頻率處具有+16 dBm CW阻塞器，該阻塞器在給定LNA壓縮的搭配頻段設(shè)置雙工器/天線濾波器抑制。LNA第一級和第二級之間的級間RF濾波器有助于放松雙工器（用于FDD系統(tǒng)）或天線濾波器（用于TDD系統(tǒng)）在搭配頻段的抑制，因為它改善了AFE的帶外線性度。例如，將RF濾波器放置在兩個LNA級之間可能會使整個接收器的帶外線性度從9 dBm/IIP3和?5 dBm/P1dB提高到17 dBm/IIP3和3.5 dBm/P1dB，與將RF濾波器放置在AFE輸出端相比，這大約提高了8 dB至10 dB。 或與中頻接收器相比，大約提高了12 dB至15 dB。

RF濾波負責將帶外雜散降低到不會使接收器飽和的水平。剩余的未濾波信號會影響整個接收器噪聲系數(shù)，如參考靈敏度部分所述。因此，RF NF越低，對搭配產(chǎn)生的噪聲項的容忍度就越高。

在圖20中，3 dB脫敏約為?27 dBm至?25 dBm。在粉紅色區(qū)域（1500 MHz至2000 MHz和2700 MHz至3000 MHz），脫敏水平遠低于3 dB（0.5 dB至1 dB），除非驅(qū)動AFE非常接近其P1dB。因此，真正的3 dB降敏阻塞電平受到AFE壓縮的限制。

圖 19.帶級間RF濾波器的ZIF接收器

圖 20.3 dB 脫敏阻斷電平頻率掃描

接收器互調(diào)

對于互調(diào)測試，同時執(zhí)行窄帶和寬帶測試。在這兩種情況下，所需信號都允許6 dB降敏，如本應(yīng)用筆記其他部分所述。

寬帶互調(diào)性能

對于寬帶互調(diào)測試，CW 信號距離通道邊緣 7.5 MHz，E-UTRA 5 MHz 信號位于距離 17.5 MHz 的中心。兩者都是?52 dBm。由此產(chǎn)生的交調(diào)項之一直接落在所需通道的頂部。除了互調(diào)問題外，還必須考慮鏡像抑制和相位噪聲。由于這是ZIF實現(xiàn)，因此目標信號也可能以直流為中心或接近直流。因此，還必須考慮IIP2。

圖 21.寬帶互調(diào)測試所需的信號和阻塞器放置

圖 22.寬帶互調(diào)測試的有效系統(tǒng)噪聲系數(shù)與輸入功率的關(guān)系

損害	在 20 dB AFE 增益時	在 25.5 dB AFE 增益時
熱噪聲	?104.9分貝	?105.4分貝
HMR	?159.4分貝	?150.2分貝
圖像	?122分貝	?122分貝
相位噪聲	?127.5分貝	?127.5分貝
HMR	?148分貝	?142.5分貝
總	?104.8分貝	?105.3分貝
有效NF	2.5分貝	2.1分貝

寬帶互調(diào)測試（?52 dBm 5M LTE，?52 dBm CW 音調(diào)）	20 dB AFE 增益 （dB）	25.5 dB AFE 增益 （dB）
預測的NF	2.5	2.1
測量的噪聲系數(shù)	2.2	1.7
無阻塞地測量 NF	2.1	1.6

窄帶互調(diào)性能

對于窄帶互調(diào)測試，CW 信號位于距離通道邊緣 360 kHz 的位置，E-UTRA 5 MHz 信號的一個 RB 位于 700 kHz 之外的中心。兩個信號均為?52 dBm。由此產(chǎn)生的交調(diào)項之一落在一個或多個所需RB上，必須考慮交調(diào)、鏡像抑制和相位噪聲損傷。由于這是ZIF實現(xiàn)，因此目標信號也可能以直流為中心或接近直流。因此，必須考慮IIP2。對于這些案例中的每一種，假設(shè)由此產(chǎn)生的損害落在單個RB上。預期結(jié)果如表15所示。AD9371的性能完全符合要求。

圖 23.窄帶互調(diào)測試中所需的信號和阻塞信號位置

圖 24.窄帶互調(diào)測試的有效系統(tǒng)噪聲系數(shù)與輸入功率的關(guān)系

損害	20 dB AFE 增益	25.5 dB AFE 增益
熱噪聲	?104.9分貝	?105.4分貝
HMR	?159.4分貝	?150.2分貝
圖像	?122分貝	?122分貝
相位噪聲	?111.3分貝	?111.3分貝
HMR	?148分貝	?142.5分貝
總	?104分貝	?104.3分貝
有效NF	3.4分貝	3分貝

窄帶互調(diào)測試（?52 dBm 1 RB LTE，?52 dBm CW 音調(diào)）	20dB AFE 增益 （dB）	25.5dB AFE 增益 （dB）
預測的NF	3.4	3
測量的噪聲系數(shù)	3.0	2.6
無阻塞的測量噪聲系數(shù)	2.1	1.6

審核編輯：郭婷