之前的文章都在講理想傳輸線對單一信號的影響。 本主題（有損傳輸線）收集關于非理想傳輸線對信號的影響。 把非理想傳輸線稱為有損線。

現(xiàn)實中的傳輸線會帶來損耗，由此會引起信號上升邊的退化，進而帶來碼間干擾（ISI）和眼圖塌陷。 在實際傳輸線中傳播的信號，它的上升沿變長是由于信號的高頻分量衰減要比低頻分量大的多。 在頻域中分析和頻率相關的損耗比較簡單，不過最終的信號還是會在時域中呈現(xiàn)出來。

1 有損線的損耗帶來的碼間干擾

當信號沿著實際有損傳輸線傳播時，高頻分量的幅度減小，而低頻分量的幅度保持不變。 由于這種選擇性衰減，整個系統(tǒng)的帶寬降低。

情況一：和信號位周期相比，信號上升沿的退化很小，在一個數(shù)據(jù)位周期結束時，信號就已經(jīng)穩(wěn)定。 此數(shù)據(jù)位的電壓波形和它之前一位的數(shù)據(jù)（無論之前的這個數(shù)據(jù)位是高電平、還是低電平、無論持續(xù)時間多久）相互獨立，那么它們之間不存在碼間干擾。 如圖1

情況二：信號上升沿的退化，導致接收端的信號上升沿顯著增加，例如傳輸?shù)囊欢螖?shù)據(jù)是101。 即第一位數(shù)據(jù)是高電頻，中間一位數(shù)據(jù)是低電平，第三位數(shù)據(jù)又是高電平。 因為接收端信號上升沿顯著增加，導致中間那位的低電平?jīng)]來得及降低到最低電壓值。 這種情況下，中間一位數(shù)據(jù)的實際電平就由它自身的電平和相鄰位的電平共同決定。 這也稱為碼間干擾。 這增加了接收端分辨高低電平的難度，導致數(shù)據(jù)傳輸錯誤率增大。 如圖2

描述高速信號質(zhì)量的手段之一是看信號的眼圖。 把數(shù)據(jù)流中的每一位接收數(shù)據(jù)都疊加起來，這組疊加的波形看起來就是睜開的眼睛，稱為眼圖。 通過眼圖的睜開和閉合，可以評估信號質(zhì)量。

眼睛睜開的越小，數(shù)據(jù)位傳輸錯誤率越高。

睜開的眼圖中，交叉重疊區(qū)域的水平寬度可以評估抖動。

眼圖的振鈴可以評估傳輸線阻抗的匹配程度。

下圖是一張有少許損耗的眼圖。

下圖是一張損耗很大的眼圖。

2 有損線的損耗是誰造成的？

在之前的文章《信號完整性之傳輸線四》中提到傳輸線的一階LC模型，它是一種無損耗模型。 只考慮了傳輸線的特性阻抗和時延，并沒有考慮傳輸線損耗帶來的信號電壓衰減。 現(xiàn)實中，當信號沿著傳輸線傳播時，有5種因素導致信號在接收端出現(xiàn)能量損失。

因素一：輻射損耗

輻射損耗就是我們在EMI中常見的電磁輻射。 它在信號完整性中的總輻射損耗很小，不太影響信號完整性質(zhì)量。 不過對EMI來說，是個比較麻煩的事情。

因素二：串擾

串擾就是一條傳輸線（攻擊線）上的信號耦合到另一條傳輸線（被攻擊線）上。 串擾帶來的損耗比較重要，可以引起信號上升沿的退化。

因素三：阻抗突變

阻抗突變對傳輸線上信號的失真影響非常大，它直接引起接收信號的上升沿退化。 即使是無損耗傳輸線也會導致信號的上升沿退化，有損耗線就更明顯了。

因素四：導線損耗

它是信號路徑和返回路徑上的能量損耗，由傳輸線上串聯(lián)等效電阻引起。

因素五：介質(zhì)損耗

它是指介質(zhì)中的能量損耗，由介質(zhì)中的耗散因子引起。

導線損耗和介質(zhì)損耗是實際傳輸線上信號衰減的根本原因。 在FR4材質(zhì)、50R阻抗控制的傳輸線上，當信號頻率高于1GHz時，介質(zhì)損耗比導線損耗大很多。

接下來的章節(jié)，針對導線損耗和介質(zhì)損耗做介紹。

3 損耗來源---導線損耗：導線電阻和趨膚效應

（一）：直流時的導線電阻

在信號路徑和返回路徑中，信號所感受到的串聯(lián)電阻與導線的體電阻率和電流流過的橫截面積有關。 直流電流流過時，電流在信號導線中均勻分布，電阻為：

R是傳輸線電阻，單位Ω。

p是導線體電阻率，單位Ω·in

L是導線長度，單位in

w是導線寬度，單位in

d是導線厚度，單位in

如果返回路徑是一個平面，則直流電流在整個橫截面積上鋪開，返回路徑的電阻比信號路徑電阻小很多，可以忽略不計。

（二）：交流時的導線電阻

基于上面的公式，首先看看體電導率，在100GHz之前，銅和其他金屬的體電導率完全是個常數(shù)。 在目前的智能駕艙和ADAS設計中，可以不考慮體電導率對導線電阻的影響。

接下來就要看看銅導線中電流傳輸?shù)穆窂搅耍磦鬏斁€的電阻怎么被傳輸電流的橫截面積影響。 以前的文章《信號完整性之趨膚效應》中提到，隨著信號頻率上升，由于趨膚效應的影響，電流會在銅導線表面?zhèn)鞑ァ?/p>

例如PCB上的銅走線厚底為34um（即1OZ）時，當信號頻率大于10MHZ，電流就不會在整個銅導線上均勻分布，而是僅在靠近銅導線表面?zhèn)鬏敗?如下圖是10MHz信號分別在50R阻抗控制的微帶線和帶狀線中的電流分布圖，顏色越淺的地方代表電流密度越大。

另一角度，任何頻率的高速信號，它都是一系列正弦波的集合。 這些正弦波分量都有各自相關的頻率、幅度和相位。 把這一系列正弦波疊加起來，就可以復原出原始的高速信號。

或者說要想從某高速信號的頻譜圖中得到它的時域波形，只需要將頻域中所有頻率的信號轉(zhuǎn)換成時域中正弦波的集合，并且將這些正弦波全部疊加即可。 圖3是包含10諧波的方波，圖4是包含100次諧波的方波。 可以看出包含的諧波分量越多，方波上升沿和下降沿越陡峭，方波越完整。

因此某高速信號頻率分量中，頻率越高，電流流過的導線橫截面積就越小，電阻隨著頻率分量的升高而增加。 總之由于趨膚效應，針對大于10MHZ的信號，傳輸線中的導線串聯(lián)電阻隨著頻率的升高而增加。

基于趨膚效應，導線中的信號路徑電阻R1大約為：

R是導線電阻（單位Ω）

p是導線體電阻率（單位 Ω·in）

L是導線長度（單位in）

w是導線寬度（單位in）

σ是趨膚深度（單位in），趨膚深度計算公式可以參考之前的文章《信號完整性之趨膚效應》。

公式中之所以乘以0.5，是因為在一根導線的兩側(cè)都有電流流過，這兩側(cè)電阻相當于并聯(lián)，阻值減小一半。 如下圖所示。

另外本公式只是計算了信號路徑上的導線電阻。 還需要考慮返回路徑上的導線電阻。 如下圖，反饋路徑中電流流過面積要比信號路徑大，因此返回路徑上的導線電阻要比信號路徑上的導線電阻低。 經(jīng)驗值是，微帶線返回路徑寬度大約是信號路徑的三倍。

即反饋路徑電阻R2

結合起來，整個信號和返回路徑上總的電阻為

想得到精確的導線電阻值，還是要使用二維場求解器仿真。