寬帶接收器通常使用固定本振從 900 MHz 等頻率下變頻至 5 至 25 MHz 的基帶，并直接轉(zhuǎn)換為數(shù)字。其中的許多獨(dú)立信號(hào)通道都經(jīng)過(guò)濾波、解調(diào)和數(shù)字處理。這種基站系統(tǒng)降低了成本和復(fù)雜性——它們只需要一個(gè)高頻模擬前端。但關(guān)鍵環(huán)節(jié)，即A/D轉(zhuǎn)換器，必須具有出色的性能。

寬帶接收機(jī)的 A/D 規(guī)格由系統(tǒng)無(wú)線電標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)。為了在附近信號(hào)較強(qiáng)的情況下接收遠(yuǎn)距離信號(hào)，蜂窩基站接收器必須具有寬動(dòng)態(tài)范圍。例如，GSM 規(guī)范要求接收器能夠在存在許多其他信號(hào)的情況下準(zhǔn)確數(shù)字化 -13 dBm 至 -104 dBm 的信號(hào)（圖 1）— 91 dB 動(dòng)態(tài)范圍！這意味著轉(zhuǎn)換器和模擬前端的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）必須約為95至100 dBFS。具有給定幅度的轉(zhuǎn)換信號(hào)的SFDR是該幅度與轉(zhuǎn)換器奈奎斯特頻譜（0至F）中最大雜散頻率分量的對(duì)數(shù)比（dB）s/2赫茲）。

圖1.在附近GSM信道中存在強(qiáng)信號(hào)的情況下，必須能夠檢測(cè)到微弱信號(hào)。

最大的雜散通常由前端強(qiáng)信號(hào)的失真分量產(chǎn)生，可能會(huì)掩蓋接收器處理的微弱條紋信號(hào)。SFDR規(guī)范允許評(píng)估接收器本底噪聲附近的信號(hào)的信噪比（或SNR的逆，數(shù)字接收器中的誤碼率，BER）。

GSM是使用寬帶技術(shù)更難實(shí)現(xiàn)的標(biāo)準(zhǔn)之一，因此它是某些轉(zhuǎn)換器規(guī)格重要性的一個(gè)很好的例子。其他標(biāo)準(zhǔn)，如AMPS（北美模擬蜂窩），對(duì)接收器設(shè)計(jì)的要求較低，可以使用寬帶輕松實(shí)現(xiàn)。

滿量程SINAD和SNR雖然足以滿足單音輸入信號(hào)，但不能為寬帶無(wú)線電中存在的無(wú)數(shù)信號(hào)和寬帶頻譜提供完整的圖像。多音調(diào)測(cè)試和 SFDR 功率掃描信息量更大。

轉(zhuǎn)換器在數(shù)字化滿量程信號(hào)時(shí)的性能通常與處理比滿量程低 10、20、30 dB 或更高的較小信號(hào)（典型的寬帶無(wú)線電）的性能不同。圖2顯示了12位、50 MSPS AD8011的SFDR與信號(hào)幅度的關(guān)系。由于轉(zhuǎn)換器積分非線性和滿量程時(shí)的采樣/保持壓擺率限制，SFDR實(shí)際上隨著全跨度附近信號(hào)電平的降低而改善，從而提供了更大的動(dòng)態(tài)范圍。SFDR比率對(duì)于較低的信號(hào)電平更好，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器在其余范圍內(nèi)更加線性。多個(gè)信號(hào)也會(huì)產(chǎn)生近乎滿量程的代碼，但隨機(jī)非相關(guān)信號(hào)的總和類似于抖動(dòng)。

圖2.AD9042的SFDR與輸入幅度的關(guān)系

抖動(dòng)是一種技術(shù)，用于通過(guò)使轉(zhuǎn)換器在每次對(duì)給定模擬電平進(jìn)行采樣時(shí)使用其范圍的不同部分來(lái)降低有效本底噪聲的非線性度。它可以通過(guò)模擬或數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)。以數(shù)字方式生成偽隨機(jī)數(shù)（抖動(dòng)），轉(zhuǎn)換為模擬數(shù)，并與模擬輸入信號(hào)重復(fù)求和[因此給定電平的每個(gè)轉(zhuǎn)換結(jié)果取決于抖動(dòng)值]。每次轉(zhuǎn)換后，從數(shù)字輸出中減去偽隨機(jī)數(shù)字值。這種技術(shù)減少了重復(fù)執(zhí)行相同非線性時(shí)產(chǎn)生的光譜內(nèi)容。在寬帶接收機(jī)中，背景噪聲和其他不相關(guān)信號(hào)提供了抖動(dòng)的一些好處，但抖動(dòng)通常是有意增加的，以提高動(dòng)態(tài)性能。

三階互調(diào)失真：（IMD）在存在兩個(gè)大信號(hào)而存在許多較小信號(hào)的情況下很重要。兩個(gè)最大的信號(hào)將在（2f）處產(chǎn)生由非線性引起的雜散2， G1) 和 （2f1， G2).顯著雜散可以覆蓋位于這些頻率上的小期望信號(hào)，就像諧波可以掩蓋小信號(hào)一樣;由于這些產(chǎn)品總是按帶狀排列，因此無(wú)法過(guò)濾。IMD并不重要，因?yàn)樗鼘?duì)較大信號(hào)的影響，而是干擾附近信道中的較小信號(hào)?？梢郧宄乜吹綀D3中的上部IMD乘積，混疊后帶。還表明，除了IMD，其他雜散也可能會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題。在這種情況下，在 2（f2， G1） 表示雙音 SFDR 等測(cè)量與雙音 IMD 同樣重要。

圖3.AD9042的雙音性能

差分線性誤差（DNL）雖然是特定于架構(gòu)的，但會(huì)因多級(jí)轉(zhuǎn)換器內(nèi)的失配而增加。當(dāng)?shù)托盘?hào)電平跨越相對(duì)糟糕的代碼（在DNL圖中突出的代碼）時(shí)，它們變得很重要。在圖4的SFDR圖中可以看到SFDR在-25和-40 dBFS之間的急劇下降。失配的均方根誤差保持不變，但隨著信號(hào)電平的降低，SFDR會(huì)變得更糟，并且對(duì)雜散項(xiàng)的貢獻(xiàn)更大。再往下，信號(hào)不再越過(guò)這些不匹配，SFDR保持高電平。多個(gè)信號(hào)或增加抖動(dòng)可以減少該誤差源，從而提高接收器的性能。

圖4.一個(gè)“壞”的SFDR情節(jié)。注意在 35 dB 附近下降。

頭部空間：當(dāng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器在寬帶架構(gòu)中接收多個(gè)通道時(shí)，每個(gè)信號(hào)電平必須遠(yuǎn)小于轉(zhuǎn)換器的滿量程。單獨(dú)一個(gè)信號(hào)可能使用轉(zhuǎn)換器的滿量程范圍，但當(dāng)存在兩個(gè)信號(hào)時(shí)，假設(shè)信號(hào)功率相等，每個(gè)信號(hào)都必須是半振幅（-6 dB），以防止這些信號(hào)在其峰值處加在一起時(shí)出現(xiàn)輸出削波。信號(hào)數(shù)量每增加一倍，單個(gè)電平就需要降低 6 dB。例如，4 個(gè)通道為 -12 dBFS，8 個(gè)通道為 -18 dBFS。多通道無(wú)線電必須具有足夠的動(dòng)態(tài)范圍，以解決因可用信號(hào)電平降低而損失的SNR。此外，無(wú)線電設(shè)計(jì)人員在ADC范圍的頂部保留3至15 dB的裕量作為裕量，以防止隨著新呼叫者進(jìn)入小區(qū)而出現(xiàn)額外信號(hào)時(shí)不可避免的高輸入峰均方比和飽和帶來(lái)的削波。

其他模數(shù)轉(zhuǎn)換器要求

采樣率：許多寬帶無(wú)線電使用寬動(dòng)態(tài)范圍、超高截點(diǎn)混頻器（如AD831）（模擬對(duì)話28-2，第3-5頁(yè)）將RF頻譜混合到基帶（從直流到某些高頻的一系列信號(hào)）。此類無(wú)線電的轉(zhuǎn)換器要求采樣速率至少為最高頻率（奈奎斯特速率）的兩倍，即直流至10 MHz信號(hào)范圍的最低采樣速率為20 MSPS，并且通常具有至少20%的額外裕量，將所需的編碼速率提高到約25 MSPS。

對(duì)于模擬和數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)，過(guò)采樣可提供可提高有效SNR的處理增益。對(duì)于數(shù)字調(diào)制數(shù)據(jù)，ADC應(yīng)以數(shù)據(jù)速率的整數(shù)倍采樣，以便通道中心位于FFT或濾波器箱的中心。例如，如果接收器正在解碼GSM數(shù)據(jù)包，則采樣速率將是270.833-kHz數(shù)據(jù)速率的倍數(shù)。典型的GSM接收器使用每比特48個(gè)樣本的倍數(shù)，對(duì)于基本采樣率，F(xiàn)s，的 13 MSPS。[1]模擬接收（如 AM 和 FM）的采樣速率是通道帶寬的倍數(shù)。使用 AMPS（30kHz 標(biāo)準(zhǔn)），典型采樣率為 1024[2]帶寬的倍數(shù)為 30.72 MSPS。

驅(qū)動(dòng)器和過(guò)濾：基帶采樣的替代方法是對(duì)位于第二或第三奈奎斯特區(qū)的IF信號(hào)進(jìn)行采樣[即，從（N-1）Fs/2到NFs/2].因此，第二個(gè)奈奎斯特區(qū)來(lái)自Fs/2至Fs;第三個(gè)是來(lái)自Fs至 （3/2）Fs.為Fs= 25 MSPS，第二個(gè)區(qū)域?yàn)?12.5 MHz 至 25 MHz;第三個(gè)是25-37.5 MHz。 使用較高的區(qū)域可以大大放寬驅(qū)動(dòng)放大器的諧波要求，因?yàn)閷?duì)于高于第一奈奎斯特區(qū)的頻率進(jìn)行濾波要容易得多。

在 10 MHz 基帶下，對(duì)于具有 1 MHz 信號(hào)的 70 dB 諧波抑制，驅(qū)動(dòng)放大器必須具有 70 dB 諧波性能，因?yàn)榭够殳B濾波器不能濾除低于 10 MHz 的諧波。但是，如果系統(tǒng)設(shè)計(jì)用于 26 MHz 的 1 MHz 基帶信號(hào) （Fs+ 1 MHz，在第三個(gè)奈奎斯特區(qū)），二次諧波將為 52 MHz，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出數(shù)字化儀抗混疊濾波器的 25 至 37.5 MHz 通帶（圖 5）。無(wú)需犧牲轉(zhuǎn)換器精度;由于采樣系統(tǒng)內(nèi)的信號(hào)折疊，所有轉(zhuǎn)換器諧波總是落在“帶內(nèi)”。通過(guò)犧牲放大器性能提高以放寬濾波器規(guī)格來(lái)簡(jiǎn)化模擬電路要求。但互調(diào)要求不能降低;放大器和轉(zhuǎn)換器的IM必須始終落在帶內(nèi)。

圖5.易于濾波：第三奈奎斯特區(qū)的欠采樣信號(hào)，以消除基帶諧波。

[1]其他可能的采樣頻率包括26 MSPS和39 MSPS，均為13 MSPS的倍數(shù)。

[2]其他倍數(shù)通常是可能的，通常是 2 的冪，并且在可用轉(zhuǎn)換器的采樣率能力范圍內(nèi)。

寬帶無(wú)線電過(guò)采樣和過(guò)程增益

SNR可以通過(guò)稱為處理增益的數(shù)值運(yùn)算來(lái)改善。在任何數(shù)字化過(guò)程中，信號(hào)采樣越快，本底噪聲越低。SNR沒(méi)有改善，總積分噪聲保持不變，但它分布在更多的頻率上。本底噪聲遵循公式（b = 分辨率）：

Noise Floor = 6.02 b + 1.8 + 10 log (Fs / 2 BW)

這表示轉(zhuǎn)換器的量化噪聲，并顯示噪聲與采樣速率之間的關(guān)系。采樣速率每增加一倍，有效本底噪聲就會(huì)降低3 dB。

雖然通過(guò)提高采樣率可以實(shí)現(xiàn)一些增益，但它們相對(duì)較小。然而，當(dāng)需要使用數(shù)字信號(hào)處理芯片對(duì)信號(hào)進(jìn)行通道化和濾波時(shí)，在數(shù)字濾波過(guò)程中可以獲得重要的收益。例如，如果使用AD9042采樣速率以40.96 MSPS的速度對(duì)30 kHz AMPS信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理，則只有一小部分寬帶噪聲通過(guò)數(shù)字濾波器通帶。通帶（0.03 MHz/20.48 MHz）中的噪聲降低以對(duì)數(shù)形式為10對(duì)數(shù)（20.48 MHz/30 kHz）或28.3 dB。

考慮到這一點(diǎn)，給定信號(hào)的有效SNR是

SNR = 6.2 + 1.8 + 10 log (Fs / (2 x BW)) - HR

如果實(shí)際的SNR規(guī)格已知，則將其替換為（6.02 b +1.8）項(xiàng)。如果轉(zhuǎn)換器的SNR規(guī)格為67 dB，有8個(gè)信號(hào)，則每個(gè)信號(hào)將比滿量程低18 + 12 dB（裕量-HR）（如上所述）。因此，整體信號(hào)電平將比滿量程低30 dB（即SNR降低到37 dB）。但有效信道信噪比將為 67+28.3-30 = 65.3 dB。

審核編輯：郭婷