作者：Dave Frizelle and Frank Kearney

復(fù)雜混頻器、零中頻架構(gòu)和高級(jí)算法開(kāi)發(fā)之間存在有趣的相互作用。本文的目的是建立每個(gè)的基本原理：操作原則及其在系統(tǒng)設(shè)計(jì)方面提供的價(jià)值，然后討論三者的相互依賴性。

射頻工程通常被認(rèn)為是電子學(xué)的黑藝術(shù)。它可以是數(shù)學(xué)、力學(xué)的奇怪組合，在某些情況下，只是反復(fù)試驗(yàn)。它讓許多優(yōu)秀的工程師感到不安，而許多其他人則滿足于理解結(jié)果而不是細(xì)節(jié)。許多現(xiàn)有的文獻(xiàn)直接跳入理論和數(shù)學(xué)解釋，而沒(méi)有建立基本概念。

揭開(kāi)復(fù)雜RF混頻器的神秘面紗

圖1概述了上變頻器（發(fā)送器）配置中的復(fù)數(shù)混頻器。兩條帶有獨(dú)立混頻器的并聯(lián)路徑從相位偏移 90° 的公共本振饋送到其中一個(gè)混頻器。然后將獨(dú)立輸出相加到求和放大器中，以產(chǎn)生所需的RF輸出。

圖1.復(fù)雜變送器的基本架構(gòu)。

該配置有一個(gè)非常有用的應(yīng)用程序。如圖2所示，假設(shè)我們僅在I輸入上饋送音調(diào)信號(hào)，而Q輸入未驅(qū)動(dòng)。假設(shè)I輸入端的音調(diào)頻率為x MHz，I路徑中的混頻器產(chǎn)生LO頻率±x的輸出。由于Q輸入端沒(méi)有信號(hào)，其路徑中的混頻器產(chǎn)生空頻譜，I混頻器的輸出直接傳遞到RF輸出端。

圖2.I 路徑分析。

或者，假設(shè)頻率x的信號(hào)音僅應(yīng)用于Q輸入。Q 混頻器反過(guò)來(lái)產(chǎn)生具有 LO 頻率 ±x 音調(diào)的輸出。在I輸入未施加任何內(nèi)容的情況下，其混頻器輸出被靜音，Q混頻器的輸出直接進(jìn)入RF輸出。

圖3.Q 路徑分析。

乍一看，圖2和圖3的輸出似乎是相同的。但是，有一個(gè)關(guān)鍵的區(qū)別，即相位。如圖4所示，假設(shè)我們對(duì)I和Q輸入應(yīng)用相同的音調(diào)，并且輸入通道之間存在90°相移。

圖4.同步 I 和 Q 信號(hào)路徑分析。

如果我們仔細(xì)觀察混頻器的輸出，我們會(huì)發(fā)現(xiàn)LO頻率加上輸入頻率的信號(hào)是同相的，而在LO頻率減去輸入頻率下產(chǎn)生的信號(hào)是異相的。這導(dǎo)致LO上側(cè)的音調(diào)增加，而下側(cè)的音調(diào)取消。在沒(méi)有任何濾波的情況下，我們?nèi)コ艘粋€(gè)音調(diào)（或邊帶），并創(chuàng)建了一個(gè)完全位于LO頻率一側(cè)的輸出。

圖4所示的例子中，I信號(hào)領(lǐng)先Q信號(hào)90°。如果配置發(fā)生變化，使得Q信號(hào)領(lǐng)先I信號(hào)90°，那么我們可以期待類似的求和和抵消，但在這種情況下，所有信號(hào)都將出現(xiàn)在LO的下側(cè)。

圖5.音調(diào)位置取決于 I 和 Q 相位關(guān)系。

圖5顯示了復(fù)雜變送器的實(shí)驗(yàn)室測(cè)量結(jié)果。左側(cè)顯示了I領(lǐng)先Q 90°時(shí)的測(cè)試用例，導(dǎo)致輸出音調(diào)位于LO的上側(cè)。圖5的右側(cè)顯示了交換后的關(guān)系，因此Q現(xiàn)在領(lǐng)先I90°，產(chǎn)生的輸出音位于LO的下側(cè)。

理論上，應(yīng)該有可能將所有能量?jī)H放在LO的一側(cè)。然而，如圖5中的實(shí)驗(yàn)室實(shí)驗(yàn)結(jié)果所示，實(shí)際上可能不會(huì)發(fā)生完全抵消，從而在LO的另一側(cè)留下一些能量，稱為圖像。另請(qǐng)注意，存在LO頻率處的能量，稱為L(zhǎng)O泄漏或LOL。其他能量在結(jié)果中也很明顯——這些是所需信號(hào)的諧波，本文不討論。

為了實(shí)現(xiàn)完美的圖像消除，I和Q混頻器的輸出必須具有完全相同的幅度，并且在LO的鏡像側(cè)彼此之間正好是180°的異相。如果不滿足相位和幅度要求，則求和/消除過(guò)程（如圖4所示）變得不完美，鏡像頻率處的能量將保持不變。

影響

使用傳統(tǒng)的單混頻器架構(gòu)可產(chǎn)生LO±產(chǎn)品。在傳輸之前，通常需要通過(guò)添加帶通濾波器來(lái)移除其中一個(gè)邊帶。濾波器滾降必須能夠消除不需要的圖像信號(hào)，而不會(huì)影響所需的信號(hào)。

圖6.單混音器圖像過(guò)濾器要求。

圖像和所需信號(hào)之間的間距直接影響濾波器要求。在間距較大的情況下，可以使用具有溫和滾降的簡(jiǎn)單低成本過(guò)濾器。如果間距較窄，則設(shè)計(jì)必須實(shí)現(xiàn)具有尖銳響應(yīng)的濾波器;通常采用多極點(diǎn)或SAW濾波器。因此，正確的做法是，圖像和所需信號(hào)之間必須保持間距，以便在不影響所需信號(hào)的情況下對(duì)圖像進(jìn)行濾波，并且間距與濾波器的復(fù)雜性和成本成反比。此外，如果LO頻率可變，濾波器的頻率必須可調(diào)諧，這進(jìn)一步增加了濾波器的復(fù)雜性。

圖像和所需信號(hào)之間的間距將由我們應(yīng)用于混音器的信號(hào)決定。圖6中的示例顯示了一個(gè)10 MHz帶寬信號(hào)，距離直流10 MHz?；祛l器產(chǎn)生的輸出將鏡像置于距離所需信號(hào)20 MHz的位置。在這種配置中，為了在輸出端實(shí)現(xiàn)10 MHz的所需信號(hào)頻譜，我們必須有一個(gè)20 MHz的基帶信號(hào)路徑到混頻器。10 MHz的基帶帶寬未使用，混頻器電路的數(shù)據(jù)接口速率高于所需速率。

回到圖5所示的復(fù)數(shù)混頻器，我們知道其架構(gòu)無(wú)需外部濾波即可消除鏡像。此外，在零中頻架構(gòu)中，我們可以優(yōu)化效率，使信號(hào)路徑處理帶寬等于所需信號(hào)的帶寬。圖 7 顯示了如何實(shí)現(xiàn)此目的的概念圖。如前所述，如果 I 領(lǐng)先 Q 90°，則僅在 LO 的上側(cè)有一個(gè)輸出。如果Q領(lǐng)先I90°，則僅在LO的下側(cè)有一個(gè)輸出。因此，如果產(chǎn)生兩個(gè)獨(dú)立的基帶信號(hào)，其中一個(gè)設(shè)計(jì)為僅產(chǎn)生上邊帶輸出，另一個(gè)設(shè)計(jì)為僅產(chǎn)生下邊帶輸出，則可以將它們相加為基帶并應(yīng)用于復(fù)數(shù)發(fā)射器。結(jié)果將是一個(gè)輸出，在LO上方和下方出現(xiàn)不同的信號(hào)。在實(shí)際應(yīng)用中，組合基帶信號(hào)將以數(shù)字方式產(chǎn)生。圖 7 中顯示的求和節(jié)點(diǎn)僅用于說(shuō)明這一概念。

圖7.零中頻復(fù)數(shù)混頻器架構(gòu)。

零中頻股息

使用復(fù)數(shù)發(fā)射器生成單個(gè)邊帶輸出在去除鏡像所需的RF濾波方面具有顯著優(yōu)勢(shì)。但是，如果圖像消除性能足夠好，使圖像可以忽略不計(jì)，我們可以通過(guò)在零中頻模式下使用它來(lái)更多地利用該架構(gòu)。 零中頻允許我們獲取專門創(chuàng)建的基帶數(shù)據(jù)，并產(chǎn)生RF輸出，并在LO的兩側(cè)出現(xiàn)獨(dú)立信號(hào)。圖 8 說(shuō)明了如何完成此操作。我們有兩組I和Q數(shù)據(jù)，其中每組都是獨(dú)立的，并使用符號(hào)數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼，這些數(shù)據(jù)可以在接收器處相對(duì)于參考載波的相位進(jìn)行解碼。

圖8.仔細(xì)研究零中頻復(fù)數(shù)混頻器配置中的I/Q信號(hào)。

初步觀察表明，Q1領(lǐng)先I190°，兩者的幅度匹配。同樣，I2領(lǐng)先Q290°，它們的幅度也匹配。獨(dú)立信號(hào)組合在一起，使 I1 + I2 = SumI1I2 和 Q1 + Q2 = SumQ1Q2。求和的I和Q信號(hào)不再表現(xiàn)出相位和幅度相關(guān)性 - 它們的幅度并不總是相等，并且它們之間的相位關(guān)系變化。混頻器產(chǎn)生的輸出將I1/Q1數(shù)據(jù)放在載波的一側(cè)，將I2/Q2數(shù)據(jù)放在載波的另一側(cè)，如前所述，如圖7所示。

零中頻的使用通過(guò)將獨(dú)立的數(shù)據(jù)塊直接相鄰地放置在LO的兩側(cè)來(lái)補(bǔ)充復(fù)雜發(fā)射器的優(yōu)勢(shì)。數(shù)據(jù)處理路徑帶寬永遠(yuǎn)不會(huì)超過(guò)RF數(shù)據(jù)帶寬。因此，從理論上講，在零中頻架構(gòu)中使用復(fù)雜的混頻器提供了一種無(wú)需RF濾波的解決方案，同時(shí)還優(yōu)化了基帶功率效率，從而降低了單位不可用信號(hào)帶寬的成本。

到目前為止，本文的重點(diǎn)一直是用作零中頻發(fā)射器的復(fù)數(shù)混頻器。同樣的原理反向工作，復(fù)雜的混頻器架構(gòu)可以用作零中頻接收器。上述發(fā)射器的優(yōu)點(diǎn)同樣適用于接收器。使用單混頻器接收信號(hào)時(shí)，必須首先使用RF濾波器濾除鏡像頻率。在零中頻工作模式下，無(wú)需擔(dān)心鏡像頻率，高于LO的信號(hào)將獨(dú)立于低于LO的信號(hào)接收。

一個(gè)復(fù)雜的接收器如下所示。輸入頻譜適用于I和Q混頻器。一個(gè)混頻器以LO驅(qū)動(dòng)，另一個(gè)以LO + 90°驅(qū)動(dòng)。接收器的輸出為I和Q。在接收器的情況下，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)證明給定輸入的輸出是什么樣子并不容易，但如果輸入的音調(diào)高于LO，如圖所示，I和Q輸出將處于（音調(diào)-LO）頻率，并且I和Q之間將有一個(gè)預(yù)期的相移，其中I領(lǐng)先Q。類似地，如果輸入的音調(diào)低于LO，I和Q輸出將再次處于（LO – 音調(diào)）頻率，但這次Q將引導(dǎo)I。通過(guò)這種方式，復(fù)數(shù)接收器可以區(qū)分高于LO的能量和低于LO的能量。

復(fù)數(shù)接收器的輸出將是代表在LO上方接收的頻譜的I/Q信息和代表在LO以下接收的頻譜的I/Q信息的總和。這個(gè)概念在前面已經(jīng)針對(duì)復(fù)數(shù)發(fā)射器進(jìn)行了描述，其中求和I和求和Q信號(hào)施加到復(fù)數(shù)變送器。在復(fù)數(shù)接收器的情況下，接收求和I和求和Q信息的基帶處理器將能夠使用復(fù)數(shù)FFT輕松區(qū)分高頻和低頻。

圖9.零中頻復(fù)數(shù)混頻接收器配置。

當(dāng)接收到求和的I和求和的Q信號(hào)時(shí)，有兩個(gè)已知信號(hào) - 求和I信號(hào)和求和Q信號(hào) - 但有四個(gè)未知數(shù)，即I1，Q1，I2和Q2。因?yàn)槲粗獢?shù)多于已知數(shù)，因此似乎無(wú)法解決I1，Q1，I2和Q2。然而，眾所周知，I1 = Q1 + 90°和I2 = Q2 – 90°，有了這兩個(gè)額外的已知值，現(xiàn)在可以使用接收到的求和I和求和Q信號(hào)求解I1、Q1、I2和Q2。事實(shí)上，我們只需要求解I1和I2，因?yàn)镼信號(hào)只是具有±90°相移的I信號(hào)的副本。

局限性

在實(shí)踐中，復(fù)雜混頻器的性能一直難以完全消除圖像信號(hào)。這種限制可以被認(rèn)為是對(duì)無(wú)線電架構(gòu)設(shè)計(jì)有兩個(gè)明顯的影響。

即使存在性能限制，復(fù)雜中頻也確實(shí)帶來(lái)了實(shí)實(shí)在在的好處。我們來(lái)考慮圖 10 中的低 IF 示例。接受性能限制，我們?nèi)匀粫?huì)看到圖像。但是，該鏡像與單混頻器設(shè)計(jì)相比衰減很大（見(jiàn)圖6）。雖然復(fù)雜的混頻器仍然需要濾波器，但濾波器配置文件可以更加寬松，其實(shí)現(xiàn)更簡(jiǎn)單，成本更低。

圖 10.復(fù)雜混合器的實(shí)際實(shí)現(xiàn)。請(qǐng)注意衰減的圖像。

濾波器復(fù)雜度與圖像和所需信號(hào)之間的距離成反比。如果我們采用零中頻配置，則該距離變?yōu)榱?，并且圖像位于所需的信號(hào)頻帶內(nèi)。零中頻理論的實(shí)際應(yīng)用一直舉步維艱，導(dǎo)致帶內(nèi)鏡像電平使性能下降到超出可接受的水平（見(jiàn)圖11）。

圖 11.零中頻實(shí)施限制。

復(fù)數(shù)發(fā)射器和接收器的原理僅在滿足I和Q數(shù)據(jù)路徑的相位和幅度要求時(shí)才成立。信號(hào)路徑中的不匹配將導(dǎo)致LO兩側(cè)的鏡像信號(hào)無(wú)法準(zhǔn)確抵消。此類問(wèn)題的示例如圖 10 和圖 11 所示。在不使用零中頻的情況下，可以使用濾波來(lái)刪除圖像。但是，如果要使用零中頻架構(gòu)，則不需要的圖像直接落在所需信號(hào)的頻譜范圍內(nèi)，如果圖像功率足夠大，則會(huì)發(fā)生故障情況。因此，使用零中頻和復(fù)數(shù)混頻可以提供最佳的系統(tǒng)設(shè)計(jì)解決方案，但前提是設(shè)計(jì)能夠消除沿信號(hào)路徑的幅度失配相位。

高級(jí)算法支持

復(fù)雜混頻器架構(gòu)的概念已經(jīng)存在多年，但在動(dòng)態(tài)無(wú)線電環(huán)境中滿足相位和幅度要求的挑戰(zhàn)限制了其在零中頻模式下的使用。ADI公司通過(guò)結(jié)合智能芯片設(shè)計(jì)和高級(jí)算法克服了這一挑戰(zhàn)。該設(shè)計(jì)接受將存在信號(hào)路徑損傷;然而，這些通過(guò)智能硅設(shè)計(jì)被最小化。剩余的缺陷通過(guò)自優(yōu)化正交糾錯(cuò)（QEC）算法進(jìn)行校準(zhǔn)。圖 12 提供了一個(gè)概念性概述。

圖 12.先進(jìn)的 QEC 算法和智能芯片設(shè)計(jì)，支持零中頻架構(gòu)。

在AD9371等ADI收發(fā)器器件上，QEC算法位于片內(nèi)ARM處理器中。它始終了解硅信號(hào)路徑、調(diào)制射頻輸出和輸入信號(hào)。它利用這些知識(shí)以受控的預(yù)測(cè)方式智能地調(diào)整信號(hào)路徑配置文件，而不是下意識(shí)的反應(yīng)方式。算法性能如此之好，可以最好地描述為以數(shù)字方式輔助模擬信號(hào)路徑的性能。?

動(dòng)態(tài)QEC校準(zhǔn)算法只是ADI收發(fā)器內(nèi)部駐留和運(yùn)行的高級(jí)算法的一個(gè)例子，盡管是一個(gè)突出的例子。LO泄漏消除等其他器件并存，并將零中頻架構(gòu)提升到最佳性能水平。雖然這些第一代收發(fā)器算法主要用于技術(shù)支持，但第二代收發(fā)器算法（如數(shù)字預(yù)失真（DPD））不僅提高了收發(fā)器的性能，而且提高了整個(gè)系統(tǒng)的性能。

所有系統(tǒng)都有限制其性能的缺陷。第一代算法主要側(cè)重于校準(zhǔn)片上限制，而下一代算法則利用算法的智能來(lái)補(bǔ)償收發(fā)器外部的系統(tǒng)性能和效率限制。示例包括 PA 失真和效率（DPD 和 CFR）、雙工器性能 （TxNc） 和無(wú)源互調(diào)問(wèn)題 （PIM）。

結(jié)論

復(fù)雜混頻器已經(jīng)存在多年，但它們提供的鏡像抑制性能不允許它們?cè)诹阒蓄l配置中使用。智能芯片設(shè)計(jì)和高級(jí)算法的結(jié)合消除了以前阻礙零中頻架構(gòu)在高性能系統(tǒng)中適應(yīng)的性能障礙。由于消除了性能限制，零中頻架構(gòu)的使用在濾波、功耗、系統(tǒng)復(fù)雜性、尺寸、熱量和重量方面節(jié)省了成本（Brad Brannon的早期文章中廣泛討論了該主題）1).

對(duì)于復(fù)數(shù)混頻器和零中頻，我們可以將 QEC 和 LOL 算法視為啟用函數(shù)。然而，隨著算法開(kāi)發(fā)范圍的擴(kuò)大，它為系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員提供了更高的性能水平，使他們能夠在無(wú)線電設(shè)計(jì)中具有更大的靈活性。他們可能會(huì)選擇增強(qiáng)的性能，但他們也可以使用算法獲得的增益來(lái)補(bǔ)償其無(wú)線電設(shè)計(jì)中成本或尺寸較低的組件。

審核編輯：郭婷