摘 要：

如今配電網(wǎng)的電力電子化趨勢日益明顯，因此超高次諧波對配電網(wǎng)各種元件的影響引起了人們的重視，而超高次諧波產(chǎn)生的根源在于諧波源中的電力電子器件采用了脈寬調(diào)制技術(shù)。鑒于此，從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制方式、控制策略出發(fā)，建立了能反映實際工作負(fù)荷超高次諧波特性的諧波源模型，并以此為基礎(chǔ)建立了超高次諧波有源配電網(wǎng)仿真模型。

0

引言

隨著配電網(wǎng)的電力電子化程度越來越高，超高次諧波的發(fā)射特性以及傳遞特性逐漸引起了人們的關(guān)注[1]。因為超高次諧波產(chǎn)生的根源，在于諧波源中電力電子裝置采用了脈寬調(diào)制技術(shù)。脈寬調(diào)制信號的產(chǎn)生涉及電力電子裝置控制系統(tǒng)[2-3]，所以超高次諧波源的時域模型搭建需要關(guān)注其內(nèi)部電力電子裝置的控制系統(tǒng)和脈寬信號生成電路。

實際電網(wǎng)中，超高次諧波發(fā)生源眾多，每種超高次諧波源都可能有自己獨特的控制方式，例如電動汽車充電機(jī)等超高次諧波源的控制方式和脈寬調(diào)制信號產(chǎn)生方式都不同[4]。對于同一種典型超高次諧波源，也存在不同的控制方式和脈寬調(diào)制方式，例如一部分光伏逆變器采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制，一部分光伏逆變器則采用功率外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的控制方式[5]。而對于脈寬調(diào)制信號生成電路，則主要有正弦脈寬調(diào)制（SPWM）和空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）。

因此，要實現(xiàn)有源配電網(wǎng)超高次諧波的準(zhǔn)確分析，首先就需要建立能反映實際工作負(fù)荷超高次諧波特性的各種典型諧波源模型。

1

時域仿真建模方法

1.1 建立單個模型

以CRH1型動車為例，確定其超高次諧波源發(fā)生裝置拓?fù)鋱D后，建立仿真電路主電路，如圖1所示。

控制系統(tǒng)的建立需要用到多種模塊，其中重要模塊的原理和功能如下：

單相鎖相環(huán)：利用信號過零檢測原理，實時測量輸入信號的頻率和角度，實現(xiàn)另一信號頻率和角度的實時調(diào)制。一般在電力系統(tǒng)中，鎖相環(huán)輸入為電壓，而另一信號為電流，利用鎖相環(huán)，可以動態(tài)調(diào)整電流頻率和相角，實現(xiàn)電流對電壓的實時跟蹤。

延時模塊：控制系統(tǒng)的輸入來自于對主電路的測量值，實際系統(tǒng)中信號的測量傳輸再到控制系統(tǒng)的處理是需要一定時間的，而仿真電路中不存在該問題，所以在控制電路中加入一個延時模塊來模擬實現(xiàn)系統(tǒng)的延時特性。

建立的控制系統(tǒng)仿真圖如圖2所示。

CRH1型動車都采用正弦脈寬調(diào)制（PWM），單相脈寬調(diào)制電路結(jié)構(gòu)較為簡單，仿真模型如圖3所示。

其中Triangle模塊是載波發(fā)生器，可以設(shè)置不同頻率，而載波的頻率則會決定動車變流器產(chǎn)生的超高次諧波頻率。

建立單個電動汽車充電機(jī)時域仿真模型的方法與動車模型的建立較為相似，需要依次建立主電路、控制電路、脈寬調(diào)制電路和完整電路分析模型。在模型搭建并完成測試后，將其進(jìn)行封裝，作為模塊備用。

1.2 建立組合模型

對于動車來說，將單個模型組合起來，需要完成各系統(tǒng)間的銜接，并在仿真系統(tǒng)相應(yīng)節(jié)點增加測量裝置和顯示模塊。

而對于電動汽車，單個的電動汽車充電機(jī)組不會直接接入電網(wǎng)，需要按照常規(guī)電動汽車充電站的充電機(jī)配置臺數(shù)以及連接方式建立電動汽車充電站時域仿真模型，不同區(qū)域的電動汽車充電站能提供的最大功率不同，站內(nèi)裝置的連接方式也有區(qū)別，但工作原理都較為一致，一般可選用功率適中且實際較為常用的電動汽車充電站來進(jìn)行建模研究。電動汽車充電站內(nèi)裝置連接示意圖如圖4所示。

圖4中每個充電樁包含兩臺充電機(jī)，單臺變壓器容量為0.5 MVA。

2

仿真分析方法

2.1 拓?fù)浜喕?/p>

時域仿真時，隨著網(wǎng)絡(luò)的增大，程序運行時間將大量增加，因此建模時應(yīng)合理簡化裝置拓?fù)洹３叽沃C波源建模采用簡化分析法，將超高次諧波源裝置內(nèi)與諧波特性無關(guān)的元件作等效處理。例如，CRH1型動車逆變電路與整流電路間有直流穩(wěn)壓電路，所以逆變電路不影響網(wǎng)側(cè)諧波含量，將其等效為一個電阻性負(fù)載。簡化前后的動車變流器如圖5所示。

2.2 元件等效法

進(jìn)行時域建模時，仿真軟件可能不存在所需模塊，這時需要進(jìn)行模型開發(fā)。例如，電動汽車功率變換電路和電動汽車蓄電池用非線性時變電阻Rc來等效，但仿真軟件無時變電阻模塊，此時可根據(jù)實際電阻曲線（圖6）建立等效時變電阻模型（圖7）。

2.3 蒙特卡洛法

對于電動汽車充電站，其內(nèi)部的電動汽車充電樁工作狀態(tài)不確定，受多種因素影響。為了更準(zhǔn)確地對電動汽車充電站的諧波發(fā)射特性進(jìn)行研究，需模擬站內(nèi)電動汽車充電樁的啟停狀態(tài)。通過對電動汽車充電站各時段內(nèi)充電樁工作狀態(tài)的統(tǒng)計，可以得到各時段內(nèi)電動汽車充電樁工作臺數(shù)的概率密度函數(shù)，因此可以利用蒙特卡洛法仿真模擬各電動汽車充電樁的開關(guān)狀態(tài)。例如，將Matlab中生成蒙特卡洛信號的m文件作為仿真模型準(zhǔn)備程序，生成的開關(guān)信號將直接作用在開關(guān)控制器上，控制開關(guān)狀態(tài)。圖8是開關(guān)元件，圖9為利用蒙特卡洛法生成的開關(guān)信號。

3

仿真模型搭建

CRH1型動車完整模型搭建如圖10所示。

注：整流器開關(guān)頻率f=450Hz，直流電壓Ud=1650V，直流支撐電容Cd=14mF，變壓器一次側(cè)電壓U1N=27.5kV，二次側(cè)電壓U2N=900V，牽引負(fù)荷P=5500kW，濾波電感L2=0.359mH，濾波電容C2=7.06mF，網(wǎng)側(cè)電感L1=2 mH。

電動汽車充電機(jī)完整模型搭建如圖11所示。

圖中開關(guān)頻率f=5050Hz，網(wǎng)側(cè)電感L=5mH，直流電容C=3mF，額定功率P=10 kW。

按照IEEE拓?fù)鋱D搭建超高次諧波有源配電網(wǎng)仿真模型，結(jié)果如圖12所示。

注：1代表小型發(fā)電機(jī)，發(fā)電機(jī)所發(fā)功率注入35 kV電網(wǎng)；2代表超高次諧波源，其中光伏發(fā)電站與網(wǎng)絡(luò)中的發(fā)電機(jī)共同為配電網(wǎng)供電；3代表配電網(wǎng)中一般性負(fù)荷，按照IEEE 14節(jié)點參數(shù)進(jìn)行各負(fù)荷節(jié)點的功率配置；4為超高次諧波變壓器，整個配電網(wǎng)線路中共計有3臺變比為35/10.5 kV的變壓器；5表示該處的線路的分布式參數(shù)模型。

4

結(jié)語

本文提出了一種能夠反映實際工作負(fù)荷超高次諧波特性的各種典型諧波源的時域模型建模方法，建立了考慮拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制方式、控制策略的超高次諧波源模型，并利用蒙特卡洛法模擬電力電子化配電網(wǎng)中超高次諧波源的運行工況和配電網(wǎng)運行方式，建立了超高次諧波有源配電網(wǎng)的仿真模型。

審核編輯 ：李倩