最終波形測試完整波形及分析：

黃色是三角波波形；綠色是直流電平波形；紫色是PWM波形；青色是電感電流波形。

負載1：Io=50mA（DCM）

負載1（展開）：Io=50mA（DCM）

負載2：Io=80mA（DCM）

負載2（展開）：Io=80mA（DCM）

通過50mA和80mA的輕載，我們可以看出，雖然三角波的頻率沒有改變，但是最終輸出的PWM波形是以丟斬波的方式來實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。這是由于負載消耗很小，僅需要幾個周期給電容充電，然后間隔幾個周期電容的能量足夠給負載提供能量，所以占空比為0%。

負載3：Io=150mA（DCM）

負載3（展開）：Io=150mA（DCM）

當負載進一步加大，此時PWM的頻率已經(jīng)和三角波的頻率保持一致了，這是由于負載變大，每一個周期都需要PWM的占空比調(diào)節(jié)來維持負載的消耗。

負載4：Io=160mA（DCM）

上面這張圖是BUCK電路過流保護了，紫色的是采樣電阻兩端的電壓，青色的是電感電流波形。通過測量電感峰值電流可以知道，Ipk=0.51A時（注意此時是DCM模式），電路就進行電流保護了。由于采樣電阻R=1.5Ω，所以電阻兩端的電壓U=Ipk*R=0.51A*1.5Ω=0.765V，達到了三極管的導通閾值。而且通過上面測量到的采樣電阻兩端的電壓（也就是Q7 be兩端的導通電壓）0.74V就電路保護，并進行電路自鎖。所以，經(jīng)過實際測試采樣電阻的取值需要改小一點。通過測試可以知道，采樣電阻上的電流保護閾值是需要根據(jù)Ipk值來計算的。（后面專門針對采樣電阻有詳細的計算）

負載4：Io=340mA（BCM）

當負載340mA時，電感進入臨界連續(xù)模式（BCM），之前計算的值：

根據(jù)之前的電感選型可知，0.5A*0.5=0.25A，也就是當負載電流在250mA時，電感理論上才進入臨界連續(xù)模式。而實際測試下來是340mA，那么誤差有：(340-250)/250=36%。而電感量本身的誤差有±20%，再加上受溫度的影響，以及電感本身在不同頻率下呈現(xiàn)的感性是不同的，這是由于電感本身也有寄生參數(shù)，所以，造成最終實際偏差還是很大，這都是在合理范圍內(nèi)的。

負載5：Io=350mA

上面這幅圖是BUCK電路最大帶載，超過這個負載時，電感飽和。

在電感選型時，由于時間的關系，100uH 1A的電感缺貨，所以就采購了100uH 600mA的電感。而本次DIY項目實際使用的100uH 600mA的電感，通過實驗測試下來，明顯是不夠的。

最后再來討論一下電感的額定電流和采樣電阻選型問題。當Buck電路計算出來電感后，要根據(jù)電感所設計的BCM模式下計算出ΔI值，來推算處滿載輸出情況下的Ipk值，然后采樣電阻的電流保護值一般可以在Ipk值得1.2~1.5倍。Ipk和Io之間得關系如下圖所示：

上圖是理論上計算出來得Ipk值，根據(jù)在滿載情況下的Ipk=625mA，我們的電流保護要在Ipk的1.2~1.5倍，所以(1.2~1.5)*625mA=750mA~937.5mA。如果采樣電阻兩端的電壓保護閾值按照0.7V來計算的話（Q7的be導通閾值電壓），那么采樣電阻的取值計算如下：0.7V/750mA=930mΩ，0.7V/937.5mA=747mΩ。所以采樣電阻的取值范圍在747mΩ~930mΩ之間，這里可以根據(jù)實際情況，選擇1Ω的采樣電阻也是可以的。我們的輸出最大平均電流Io=0.5A，所以采樣電阻在滿載情況下的功率P=I^2*R=0.5A*0.5A*1Ω=0.25W，考慮到降額，可以選擇2512的貼片封裝或者2個1206封裝的電阻并聯(lián)。另外，采樣電阻要選擇高頻特性好的合金采樣電阻，否則在高頻下電阻兩端的電壓并不能反應真實的電流。因為普通貼片電阻的寄生電感在高頻下會有一定的電壓幅值，U=I*R + I*(2πfL)。

那么，根據(jù)Ipk值也知道，在電感選型時，也需要注意它的飽和電流，這就是為什么一開始在電感選型時需要選擇額定電流1A的電感了。一般情況下，貼片電感的額定電流要是最大負載電流Io的1.5~2倍之間即可。

本次DIY包括了Boost、Buck、正負電壓的多種電源設計，讓大家也跟我一起對低壓電源設計有一個更深層次的、全方位的認識。不管是集成IC的，還是分立器件的，都有涉及到。同時在調(diào)試分立Buck電路時，也對環(huán)路控制的PID調(diào)節(jié)有了更深的理解。下面是最終多路輸出電壓的測試波形圖。

審核編輯 ：李倩