摘 要： 傳統(tǒng)的8PSK頻偏估計方法通常需要上百個符號完成，其優(yōu)點在于能夠實現(xiàn)較大的載波頻偏補償，但是同步時間較長，不適用于短時突發(fā)通信條件下的快速載波頻偏估計。特別是在低信噪比下，更是很難達到快速鎖定的目的?；谠诘托旁氡葪l件下，數(shù)據(jù)包長度有限的短時突發(fā)通信，提出了一種8PSK快速載波同步的方法，并在FPGA上得到實現(xiàn)。經(jīng)驗證，該方法實現(xiàn)簡潔有效，硬件開銷小，同步時間短。

0 引言

8PSK在衛(wèi)星通信、數(shù)據(jù)鏈電臺等領域有廣泛應用。而未預差分編碼的8PSK只適合相干解調(diào)，接收機通常需要對發(fā)送載波的初始相位以及收發(fā)端之間的載波頻偏進行估計，然后通過跟蹤環(huán)路將殘余頻偏補償回去，從而達到正確解調(diào)的目的。傳統(tǒng)方法的初相和頻偏估計以及跟蹤過程往往通過上百個符號完成，其優(yōu)點在于能夠對較大的載波頻偏進行補償，但是跟蹤時間長，不適用于短包突發(fā)通信，而且在通常情況下硬件開銷較大［1-2］。

突發(fā)數(shù)據(jù)包結構中（如圖1所示），每包中用于信號捕獲以及載波初值估計與跟蹤的引導數(shù)據(jù)長度一般只有幾十個符號。每個突發(fā)數(shù)據(jù)包都需要完成載波同步與跟蹤，且由于引導數(shù)據(jù)很短，需要快速完成同步。通過實際仿真發(fā)現(xiàn)，在低信噪比下快速同步極易出現(xiàn)載波失鎖或鎖相環(huán)帶入過調(diào)量而造成相位誤差，從而人為地增加了信號的相位噪聲。因此，在短包突發(fā)通信中，較難解決快速同步與信號跟蹤穩(wěn)定的矛盾。

本文在數(shù)據(jù)包長度有限的突發(fā)通信［3］模式下，為了實現(xiàn)信號的快速捕獲、載波快速同步、載波平穩(wěn)跟蹤以及在極低信噪比條件下正確解調(diào)，提出了一款8PSK的載波同步新方法。該方法設計簡潔，實現(xiàn)模塊化設計。下文分別從同步模型、同步新方法、MATLAB仿真比較和FPGA實現(xiàn)對其做說明。

1 載波同步模型

用于載波頻偏估計的8PSK［4］接收信號可以表示為：

式中，k=0，1，2，。。.，7；Ak為幅度；fc為待估計的載波頻率偏差；missing image file為調(diào)制相位；θ0為未知的載波相位；wk為加性高斯白噪聲。

基于傳統(tǒng)載波同步的接收端［5］模型如圖2所示。

在低信噪比時，由于I、Q［6］兩路相位噪聲較大，使用單一的載波同步環(huán)路會導致在有限的引導數(shù)據(jù)長度下鎖定慢，或載波環(huán)路系數(shù)調(diào)整后即便能較為快速鎖定，也會極易再次失鎖。既要載波同步鎖定時間不能過慢，又不能在鎖定后過調(diào)而導致失鎖，僅使用一個載波同步環(huán)路無法滿足數(shù)據(jù)鏈突發(fā)通信包的要求。

2 載波同步新方法

根據(jù)數(shù)據(jù)鏈突發(fā)通信包的特點，本文提出一種分時段控制載波同步方法，如圖3所示。其基本思想是：分時段給出控制信號，首先選擇載波快速同步方法，實現(xiàn)較大頻偏的快速糾偏；其次，選擇載波慢同步［7］方法，利用FIFO中存儲的引導數(shù)據(jù)和快速同步方法中獲得的初步頻偏預估計值，完成載波慢同步，實現(xiàn)載波的精確同步；最后，通過載波跟蹤方法，實現(xiàn)載波的平穩(wěn)跟蹤，以達到在低信噪比條件下不易因相位噪聲過大引起過調(diào)而同步失鎖，同時也減小環(huán)路［8］濾波的鎖定抖動造成不必要的誤碼。

2.1 載波快同步方法

下變頻后得到I、Q兩路基帶信號，相乘后，得到鑒相信號為：

將此鑒相信號送入快同步環(huán)路進行同步鎖定，快同步環(huán)路采用常規(guī)的Costas環(huán)設計，得到的頻偏累加值產(chǎn)生頻率控制字控制NCO，實現(xiàn)頻率補償，利用經(jīng)過初步頻率補償后的本地載波，完成本地接收信號的下變頻。載波快同步會很快實現(xiàn)較大頻偏的糾偏，在低信噪比的條件下，為了得到更加準確的頻偏估計值，往往需要通過計算快速鎖定以后較長平穩(wěn)時間內(nèi)的平均值才能提供給載波慢同步使用，否則會造成慢同步的環(huán)路壓力過大，不利于實現(xiàn)低信噪比下的可靠同步。鑒于此，在載波同步快速鎖定后的平穩(wěn)過程中，對快速同步8個符號長度的頻率控制字求平均（總共1 024點），得到初步頻偏預估計值missing image file。

2.2 載波慢同步方法

當信號完成初步的載波同步后，頻偏已糾偏到極小的范圍內(nèi)，但是依然沒有實現(xiàn)載波同步，特別是在極低信噪比的條件下，載波快同步往往更加不準確，且載波快同步的方法并不適用于8PSK信號［9］，因此需要通過載波的慢同步繼續(xù)完成載波的準確同步。

信號表示為極坐標形式：

對8PSK信號做M-th非線性變換消除調(diào)制，信號變?yōu)閱晤l信號：

上式表示的信號處理方式實際上是對相位誤差進行歸一化處理。

在實現(xiàn)過程中，下變頻I、Q兩路信號通過CORDIC算法計算出當前相位值φ（k），將φ（k）進行式（4）處理后，得到歸一化的相位誤差值，將該值送入慢同步環(huán)路進行同步鎖定，慢同步環(huán)路采用常規(guī)的Costas環(huán)設計，得到的頻偏累加值產(chǎn)生頻率控制字，并結合初步頻偏預估計值missing image file，實現(xiàn)對NCO的控制，達到慢速鎖定的目的。

短包突發(fā)通信要求載波的快速鎖定，載波慢同步環(huán)路濾波器系數(shù)設置時，環(huán)路收斂的速度比載波快同步快一倍，能夠實現(xiàn)較快鎖定，但是同時造成的相位收斂后相位的震蕩要稍微劇烈一些；與此同時，載波慢同步算法的殘余頻偏調(diào)整速率約為載波快同步算法的1/8，所以最終的效果是，載波慢同步相位的收斂速度要比載波快同步慢，而且收斂后相位的震蕩更加劇烈，因此需要載波跟蹤同步過程。

2.3 載波跟蹤同步方法

在載波慢同步過程中，載波頻偏值已經(jīng)被完全消除掉，但是由于信號處于低信噪比的條件時，噪聲對相位和環(huán)路濾波器的影響較大，如果之后不進行載波跟蹤，極易造成信號的再次失鎖，因此最后進入到載波跟蹤狀態(tài)，保證整包信號都能夠實現(xiàn)在低信噪比的條件下鎖定。

載波跟蹤同步方法與載波慢同步的方法一致，不同之處是，載波跟蹤狀態(tài)下不再需要過快調(diào)整相位收斂，僅僅需要慢速跟蹤即可，因此，需要調(diào)整環(huán)路濾波器的系數(shù)，使得載波跟蹤過程中相位的擺動變小，減小對信號本身造成的影響。該處理在信噪比極低的情況下可盡可能地提高碼元同步的準確度，即改善整個系統(tǒng)的誤碼率。

通過上述3個步驟的處理，能夠實現(xiàn)低信噪比下8PSK的快速載波同步，從而實現(xiàn)短包突發(fā)通信的實時接收。

3 仿真結果

對產(chǎn)生1 kHz頻偏的8PSK調(diào)制信號進行Matlab載波同步仿真。分別對理想信號和低信噪比信號（信噪比為5 dB）進行仿真，仿真結果如圖4、圖5所示。

仿真驗證可得，在低信噪比條件下8PSK信號能實現(xiàn)快速同步及平穩(wěn)跟蹤。

4 載波同步FPGA實現(xiàn)

本方法采用以XC5VSX95T為核心的FPGA硬件系統(tǒng)［10］實現(xiàn)。模數(shù)芯片選用AD公司的AD9246BCPZ芯片，14位精度。研究和實驗表明，系統(tǒng)運行良好。

設定信號載波中心頻率為24 MHz，采樣速率為 32 MHz，短包突發(fā)通信的一包信號長度為400個符號，鎖定后I、Q兩路基帶信號和調(diào)整值如圖6所示。與圖4比較，F(xiàn)PGA實現(xiàn)的結果與仿真結果一致。

5 結論

通過對該方法的仿真及硬件實現(xiàn)，并將該方法應用于實際工程中，充分驗證了該載波同步新方法在低信噪比下收斂速度快、硬件資源耗用較少。

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（上接第60頁）

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