微波點(diǎn)對(duì)點(diǎn)鏈路是無(wú)線移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)組成部分，它提供 了基站（BTS/Nodes）與無(wú)線控制器（BSC/RNCs）之間的回傳 能力，這種架構(gòu)采用光纖鏈接成本較高，全球超過(guò)半數(shù)都 采用這種微波鏈接。受市場(chǎng)向智能手機(jī)轉(zhuǎn)移的趨勢(shì)驅(qū)動(dòng)， 近期移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)流量的迅猛增漲，如視頻流等數(shù)據(jù)需求大大 增強(qiáng)，同時(shí)也對(duì)現(xiàn)有微波回傳設(shè)備的容量造成了壓力。為 了使回傳網(wǎng)絡(luò)上的數(shù)據(jù)吞吐量適應(yīng)LTE與LTE-Advanced的 需求，下一代微波鏈路需要：

朝著越來(lái)越高次的數(shù)字調(diào)制邁進(jìn)，從如今的QAM256 到未來(lái)的QAM4096，從而使一個(gè)固定信道分配的容 量增加50%。

在傳統(tǒng)頻帶6 GHz至42 GHz內(nèi)，支持從56 MHz提升至 112 MHz的信道分配。如果載波信噪比（CNR）保持恒 定，則信道帶寬每增加一倍，數(shù)據(jù)吞吐率能力就會(huì) 成比例增加。

采用如極化分集、信道集合，N × N線的多路輸入多 路輸出（MIMO）等技術(shù)。

通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)的典型特征就是吞吐力的提升是需要付出一 定代價(jià)的。要同時(shí)支持更高的QAM和信道帶寬，微波鏈路 就必須具備更大的動(dòng)態(tài)范圍能力以確保所需的最小EVM 性 能，特別是QAM大小或帶寬每增加一倍會(huì)造成接收器靈敏 度降低3dB。微波設(shè)備必須保持靈活性，因此在支持所有可能的工況時(shí)需要一些額外的考慮，同時(shí)也要簡(jiǎn)化接收濾 波器和AGC需求以提高性能降低成本。

另一個(gè)行業(yè)發(fā)展趨勢(shì)是完全戶外單元（ODU）的出現(xiàn)，其中 一體式無(wú)線電調(diào)制解調(diào)器、收發(fā)器、開(kāi)關(guān)/多路復(fù)用單元和 流量接口集成在一個(gè)獨(dú)立的盒子中，并安裝在信號(hào)塔或其 他類似的建筑上。新基站CAPEX/OPEX和現(xiàn)有基站的空間 限制都推動(dòng)這一趨勢(shì)的發(fā)展。傳統(tǒng)的分離式戶內(nèi)（IDU）/戶 外（ODU）系統(tǒng)將微波/射頻部件放置在ODU中，通過(guò)同軸 電纜將其與設(shè)備房?jī)?nèi)（IDU）的另一部分系統(tǒng)連接。同軸電 纜最高長(zhǎng)度可達(dá)300米并進(jìn)行雙向通信，通過(guò)一個(gè)雙工器 將中心頻率140 MHz的接收器中頻信號(hào)，從頻率中心分布在 340 MHz-400 MHz的發(fā)送器中頻信號(hào)中分離出來(lái)。

AD6676提供給IDU設(shè)計(jì)的高動(dòng)態(tài)范圍優(yōu)勢(shì)，這也對(duì)ODU接 收器的設(shè)計(jì)有利。圖5顯示了AD6676如何應(yīng)用于18 GHz至 23 GH的ODU接收器鏈路，該鏈路由一個(gè)諸如ADL5801均衡射頻混頻器、諸如HMC966的微波鏡像抑制混頻器和諸 如ADL5246射頻VGA組成。注意：其余6 GHz至43 GHz范 圍的微波帶寬可以選擇不同微波鏡像抑制混頻器、微波鎖 相環(huán)和可能的第一個(gè)中頻頻率。在沒(méi)有電纜限制中頻選擇 的全UDU情況下，可以將AD6676設(shè)置成較高的中頻頻 率，比如300 MHz，以進(jìn)一步簡(jiǎn)化鏡像抑制的射頻濾波器 要求。如果任何混頻器雜散分量更大，則需要額外抑制， AD6676可以與RF混頻器直接接口，或通過(guò)簡(jiǎn)單的三次低通 修平濾波器接口。1960 MHz的RF濾波器專用于支持最高至 112 MHz的信道帶寬。如果將AD6676的衰減器設(shè)置為0 dB， 在56 MHz的帶寬信道上，ADL5801和AD6676的合成噪底將 會(huì)低于–157 dBFS/Hz，等效NF為17 dB。ADL5246和HMC966 默認(rèn)總轉(zhuǎn)換增益可以與ADL5801/AD6676即時(shí)動(dòng)態(tài)范圍一 起進(jìn)行初始優(yōu)化，故而數(shù)字解調(diào)器追蹤初始衰減（由標(biāo)稱的 接收器輸入電源處）。可以設(shè)置ADL5246的閾值，因此當(dāng)解 調(diào)器接收器的BER低于特定QAM信號(hào)的預(yù)設(shè)水平以下時(shí)開(kāi) 始增加增益。這一混合方法只會(huì)在輸入信號(hào)非常低時(shí)激活 RF AGC，以此改善接收器的最低靈敏度。

雖然這一趨勢(shì)值得關(guān)注，但無(wú)論是目前還是可預(yù)見(jiàn)的將 來(lái)，大多出貨的微波設(shè)備仍然是既有的分離式IDU/ODU系 統(tǒng)。這將有益于推動(dòng)以設(shè)計(jì)再利用為目的的后端調(diào)制解調(diào) 器結(jié)構(gòu)，這個(gè)結(jié)構(gòu)支持原有系統(tǒng)以及下一代ODU平臺(tái)。工 作在1.5 GSPS以上時(shí)鐘速率的高速DAC和ADC技術(shù)的進(jìn)步 使支持4096 QAM及以上的高中頻QAM信號(hào)的合成與數(shù)字 化成為可能。有了高動(dòng)態(tài)范圍和高過(guò)采樣率，不僅無(wú)需使 用傳統(tǒng)模擬I/Q實(shí)施所需的正交誤差校正，同時(shí)使得數(shù)字 域的大多數(shù)濾波器也得以實(shí)現(xiàn)，從而減少了補(bǔ)償所需的模 擬濾波器和數(shù)字均衡器的數(shù)量。在發(fā)射器的信號(hào)路徑端， 為了合成寬帶QAM信號(hào)，AD9142和AD9136AD6676發(fā)布。

AD6676是業(yè)界首款基于帶通-型ADC的帶寬中頻接收機(jī) 子系統(tǒng)（圖1），支持高達(dá)160 MHz的中頻信號(hào)帶寬，內(nèi)部時(shí) 鐘頻率高達(dá)3.2 GHz。Σ-ΔADC的高過(guò)采樣能力簡(jiǎn)化了中頻 模擬濾波的要求，而這些濾波器在低采樣率的ADC是需要 用來(lái)抑制相鄰信道（和干擾/阻塞），否則這些信號(hào)會(huì)混迭回 到IF信號(hào)上，從而減小了接收器靈敏度性能。另外，具有 –160 dBFS/Hz的NSD底（窄帶寬QAM信道）的ADC高動(dòng)態(tài)范 圍會(huì)減少雙工發(fā)送接收機(jī)的隔離要求或衰減補(bǔ)償?shù)哪M AGC范圍。AD6676包含一個(gè)片上27 dB數(shù)字衰減器，精度 為1 dB，用于校正初始器件公差和同軸電纜損耗變化引起 的靜態(tài)增益誤差。

我們先來(lái)看一下AD6676中頻接收器子系統(tǒng)協(xié)同AD9136這 樣的高速DAC，是如何極大簡(jiǎn)化傳統(tǒng)IDU收發(fā)器并同時(shí)提 高它的性能的。圖2上層接收器鏈路顯示一個(gè)直接轉(zhuǎn)換方 式，用來(lái)支持140 MHz和400 MHz的典型低中頻接收器和收 發(fā)器。直接轉(zhuǎn)換收發(fā)器架構(gòu)的挑戰(zhàn)有文檔可查，但可以通 過(guò)I/Q平衡校正、直流偏置校正、可調(diào)節(jié)基帶I/Q濾波，以 及抑制發(fā)射器漏信號(hào)的雙工器設(shè)計(jì)進(jìn)行克服。然而支持最 大56 MHz信道帶寬和256 QAM的傳統(tǒng)IDU接收器已經(jīng)量產(chǎn)， 若需要更大容量而將信道帶寬增加2倍，QAM等級(jí)提升8倍 都是對(duì)直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的重大挑戰(zhàn)。高速ADC/DAC技術(shù)最 新進(jìn)展有望由數(shù)字化IDU取代傳統(tǒng)方法，如圖2所示。圖2 下半部分收發(fā)器方案僅需4個(gè)ICs，具有顯著寬松的濾波要 求，實(shí)現(xiàn)近乎完美的性能。

在發(fā)送器側(cè)，像工作在1.6 GSPS時(shí)鐘速率下AD9136這樣的 高速DAC可以合成一個(gè)EVM性能優(yōu)異且以中頻為中心頻率 的112 MHz，1024 QAM信號(hào)，這樣可以將多數(shù)發(fā)送器鏈路 誤差預(yù)算預(yù)留給ODU（其中相位噪聲和線性的累加效應(yīng)將 導(dǎo)致大多數(shù)EVM的降低）。同時(shí)需要一個(gè)低通濾波器來(lái)抑 制1.2 GHz處的第一個(gè)DAC鏡像跌落，相對(duì)需要濾除落在 1.2 GHz處的I/Q調(diào)制器的三次LO鏡像的諧波抑制濾波器， 可以放寬到12 dB。用來(lái)克服線纜損耗的發(fā)送功率控制已在 AD9136中實(shí)現(xiàn)，QAM信號(hào)EVM性能超過(guò)15 dB范圍，衰減 可忽略。

在接收器側(cè)，112 MHz，1024 QAM信道被AD6676以具有卓 越的動(dòng)態(tài)范圍和精確性來(lái)進(jìn)行數(shù)字化，即使存在大量因雙 工濾波器寬泛帶來(lái)的傳輸漏信號(hào)，如圖3所示。在這個(gè)示 例中，AD6676的配置支持112 MHz帶寬，其衰減器設(shè)置為 3 dB，這樣使得進(jìn)入HMC740前置放大器中有效的RTI NF保 持在10 dB左右。圖3中左曲線是AD6676Σ-Δ型ADC數(shù)據(jù)輸 出的快速傅里葉變化結(jié)果（僅用于演示目的），其中，發(fā)射 器–26 dBm漏信號(hào)中心在400 MHz，混合了一個(gè)143 MHz處 –17.2dBm的連續(xù)單音信號(hào)作為代表。注意，可調(diào)節(jié)帶通Σ-Δ型ADC的固有噪聲整形在中心位 于期望中頻的高動(dòng)態(tài)范圍區(qū)域內(nèi)是十分明顯的（高至 –160 dBFS/Hz）。圖三中的右側(cè)曲線是以中頻信號(hào)為零中心 的16位，200 MSPS I/Q數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)數(shù)字轉(zhuǎn)換和16×抽樣濾波后 的快速傅里葉變化結(jié)果。注意，數(shù)字濾波器提供的+85 dB 抑制用來(lái)去除帶外噪聲和混迭返回到112 MHz通帶的發(fā)射 器漏信號(hào)。落在112 MHz通帶以外的殘余整形噪聲由調(diào)制 解調(diào)器的RRC濾波器去除。

–2 dBFS的連續(xù)大信號(hào)測(cè)試條件下的帶內(nèi)噪聲是–68.6 dBFS。 如果用峰值到均方根值為10 dB的全比例1024 QAM Rx信號(hào) 來(lái)替代連續(xù)單音，則需要7 dB的額外回退來(lái)防止ADC畸變。 這種情況下，接收器IDU的輸入功率將在–9 dBFS（或者 –24.2 dBm），建議接近60 dB的CNR。針對(duì)雙工濾波器的簡(jiǎn) 化設(shè)計(jì)，當(dāng)前雙工發(fā)送器到接收器的抑制大致略為20 dB， 以此抑制–6 dBm的接收器信號(hào)，因此前置放大器輸入會(huì)出 現(xiàn)–26 dBm。對(duì)于IDU和ODU之間有較短電纜部署的情況， AD6676的衰減器可以增強(qiáng)以容許ODU具有更高的QAM。

非期望的鄰近信號(hào)出現(xiàn)時(shí)，需要在低靈敏度（BER 《 10-6， 帶FFC使能）時(shí)恢復(fù)QAM信號(hào)的IDU接收器能力是一個(gè)非常 重要的指標(biāo)?？赡茏羁量痰臏y(cè)試（根據(jù)ETSIEN 301 390 V1.2.1） 是：一個(gè)具有比QAM信號(hào)高30 dB能量的連續(xù)干擾單音（阻 斷）被放置在所期望QAM信號(hào)的2.5×信道偏置處。注意： 現(xiàn)今接收器中使用的可調(diào)或開(kāi)關(guān)組濾波器大多由這一規(guī)格 驅(qū)動(dòng)，這是因?yàn)檎{(diào)制解調(diào)器必須支持3.5 MHz到56 MHz的 信道帶寬。之前的示例代表了下一代112 MHz信道帶寬， 我們可以假設(shè)鄰近的連續(xù)干擾被112 MHz以上的固定信道 濾波器有效抑制，并在ODU RF鏈路內(nèi)最后一次轉(zhuǎn)換完成前 實(shí)現(xiàn)鏡像抑制。事實(shí)上，這一濾波器仍為28 MHz到56 MHz 信道帶寬提供70 MHz到140 MHz偏置的有效阻隔抑制。若 信道帶寬為14 MHz或更低，連續(xù)單音將會(huì)落在濾波器的通 帶范圍中，因此需要在140 MHz處增加額外帶通濾波器來(lái) 進(jìn)行抑制，或由ADC進(jìn)行數(shù)字化后再數(shù)字濾波。

基于AD6676的IDU接收器架構(gòu)具有即時(shí)動(dòng)態(tài)范圍，支持無(wú) 額外濾波器的方案。圖4顯示了與圖3相同接收器鏈路的 AD6676快速傅里葉變化的頻率響應(yīng)，唯一區(qū)別在于 ADC的可調(diào)帶寬降低至56 MHz。在這一示例中， 175 MHz （或35 MHz偏置）處的–32 dBm 連續(xù)單音（或–32 dBm偏置）將 增加到400 MHz處存在的–26 dBm傳輸漏信號(hào)上。連續(xù)單音 響應(yīng)在AD6676可見(jiàn)的–17 dBFS輸入水平等級(jí)，并在最低靈 敏度（CNR = 36 dB）時(shí)的設(shè)置比–47 dBFS、1024 QAM高30 dB。 連續(xù)干擾單音額外增加15 dB，則突出的過(guò)設(shè)計(jì)裕量可能有 助于微波/射頻電路的噪聲分配。在沒(méi)噪聲阻隔器的情況 下，期望的1024 QAM信號(hào)可能增加38 dB，從而為IDU接收 器提供額外的動(dòng)態(tài)范圍以處理信號(hào)衰減。

總結(jié)：

下一代微波點(diǎn)對(duì)點(diǎn)接收器需要支持3.5 MHz到112 MHz信道 帶寬，擁有高動(dòng)態(tài)范圍，從而在更寬的衰減邊界內(nèi)支持越 來(lái)越高的M-QAM。AD6676中頻接收器子系統(tǒng)能使普通的 微波點(diǎn)對(duì)點(diǎn)平臺(tái)支持既有的IDU/ODU分離式系統(tǒng)和全新的 ODU平臺(tái)。對(duì)于IDU/ODU分離式系統(tǒng)，其突出的高動(dòng)態(tài) 范圍可以在系統(tǒng)出現(xiàn)臨近的干擾信號(hào)時(shí)，不需要復(fù)雜可調(diào) 或龐大的開(kāi)關(guān)組濾波器，就可以保證優(yōu)秀的調(diào)制精度 （EVM）。而對(duì)于完全的ODU系統(tǒng)，擁有高瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍（帶 混頻器直接接口）降低了追蹤衰減所需要的RF AGC范圍，并 簡(jiǎn)化了RF濾波要求。AD6676為4.3 × 5.0 mm、80引腳WLCSP 封裝，可以在2.5 V或1.1 V的電壓下工作。