電子工程師，無論是數(shù)字還是模擬，現(xiàn)在必須了解如何使用傳輸線。今天需要更好理解的是IC，它產(chǎn)生的信號(hào)上升和下降得如此之快，以至于它們會(huì)導(dǎo)致互連成為傳輸線。此行為可能會(huì)改變波形和時(shí)序，甚至?xí)p壞組件。

上升和下降時(shí)間現(xiàn)在短至100 psec。當(dāng)呈現(xiàn)這樣的快速信號(hào)時(shí)，許多互連表現(xiàn)為傳輸線，即使它們?cè)谑艿阶兓男盘?hào)時(shí)也不這樣做。即使系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率保持適中，也可能產(chǎn)生傳輸線效應(yīng)。通過了解傳輸線的模擬特性，設(shè)計(jì)人員可以防止互連限制其系統(tǒng)的速度和可靠性。

本文解釋了傳輸線是什么以及它們?nèi)绾喂ぷ?。它包括有關(guān)正確端接如何使您能夠使用傳輸線的基礎(chǔ)知識(shí)。

您應(yīng)該關(guān)注系統(tǒng)互連的速度，因?yàn)殡娮有盘?hào)以很快的光速傳播。在典型的印刷電路板上，信號(hào)穿過12英寸（30厘米）的互連需要大約2納秒。幾年前，當(dāng)門延遲為5到10納秒時(shí)，信號(hào)通過IC的傳播時(shí)間可能是幾十到幾百納秒。因此，一小部分納秒甚至2納秒不是總信號(hào)傳播時(shí)間的重要部分。

然而，在過去的十年中，邏輯門延遲已經(jīng)減少到僅僅幾分之一納秒（在一些0.25毫米，3.3V ASIC中為50微秒）。上升和下降時(shí)間小于500 psec。此外，雖然現(xiàn)在更多的功能適用于典型的IC，但是典型的印刷電路板現(xiàn)在執(zhí)行許多附加功能，而電路板尺寸沒有明顯改變。因此，信號(hào)在印刷電路板上從一個(gè)地方到另一個(gè)地方的時(shí)間已成為系統(tǒng)速度的一個(gè)重要因素。

傳輸線路不正確會(huì)導(dǎo)致以下問題：

振鈴延遲會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)速度降低：

A互連上的高速信號(hào)轉(zhuǎn)換表現(xiàn)為不正確終止的傳輸線，可以產(chǎn)生反射。反射導(dǎo)致臨時(shí)振鈴（電壓振蕩高于和低于最終穩(wěn)態(tài)水平）。避免振鈴后果的一種方法是在允許系統(tǒng)處理新數(shù)據(jù)之前等待反射消退。要實(shí)現(xiàn)額外延遲，可以為每個(gè)操作添加一個(gè)或多個(gè)時(shí)鐘周期，或者可以降低系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率。

過沖超過最大IC電壓額定值：

反射可能導(dǎo)致電壓升高，或者由于負(fù)過沖，降至最低額定值IC以下的最大額定值。當(dāng)過電壓持續(xù)超過一小部分時(shí)間時(shí)，IC過載并可能閉鎖。閂鎖可能導(dǎo)致暫時(shí)或永久性損壞。 （閂鎖是寄生npn晶體管導(dǎo)致CMOS電路停止工作甚至毀壞自身的結(jié)果。）

串?dāng)_會(huì)增加誤碼率：

反思不正確端接的傳輸線會(huì)產(chǎn)生更大的電壓和電流，從而輻射出更大的電場和磁場，并將更多的串?dāng)_能量傳遞到相鄰的電線中。

下沖會(huì)增加誤碼率：

顯示振鈴從其初始最高 - 最高或最低 - 低電平回退（下沖或回鈴）的信號(hào)。如果信號(hào)退回太遠(yuǎn)，接收IC可能會(huì)將其讀取為錯(cuò)誤的值。如果信號(hào)在時(shí)鐘線上，則可能導(dǎo)致誤觸發(fā)。

降低的噪聲容限會(huì)增加誤碼率：

在某些配置中，不正確的端接線會(huì)導(dǎo)致半個(gè)或更少 - 在過渡期間存在超全振幅信號(hào)電平。一個(gè)小的噪聲脈沖可以攜帶一個(gè)信號(hào)，該信號(hào)小于閾值上的最終幅度電平，在那里它可能顯示為錯(cuò)誤數(shù)據(jù)或可能導(dǎo)致錯(cuò)誤觸發(fā)。

驅(qū)動(dòng)器過載會(huì)降低信號(hào)完整性，速度和元件完整性：

有時(shí)，設(shè)計(jì)人員可以認(rèn)為實(shí)際上是50W傳輸線的電線僅僅是與高阻抗負(fù)載（例如10kW）的低頻連接。低線路阻抗會(huì)使驅(qū)動(dòng)器過載，因此負(fù)載電壓可能永遠(yuǎn)不會(huì)達(dá)到正確的值。

如果互連沒有終止，為什么信號(hào)完整性會(huì)很差？

在某些條件下，互連不再是簡單的一對(duì)電線和表現(xiàn)為傳輸線，具有不同的特性。術(shù)語“導(dǎo)線”包括所有類型的導(dǎo)體：印刷電路板上的跡線，雙絞線，帶狀電纜和同軸電纜。

什么區(qū)別一對(duì)來自傳輸線的電線？

互連的長度和最高頻率的信號(hào)分量是決定因素。

短互連或工作在低電平的互連頻率表現(xiàn)為一組集總電路元件，例如一個(gè)電容器和幾個(gè)電阻器（圖1a）。典型的印刷電路板的互連電阻通常無關(guān)緊要，因此，在計(jì)算互連延遲時(shí)，只需要考慮電容。

如果互連很長或信號(hào)頻率很高，則互連表現(xiàn)為傳輸線，其具有明顯不同的特性（圖1b）。例如，在1 Hz時(shí)，通過長電纜驅(qū)動(dòng)100 kW負(fù)載的電路將電纜視為與100 kW負(fù)載串聯(lián)的1W電阻。但是，在300 MHz時(shí)，驅(qū)動(dòng)器只能看到電纜的特征阻抗，其中包括連續(xù)均勻的電阻，電感和電容。在300 MHz信號(hào)轉(zhuǎn)換期間，驅(qū)動(dòng)程序沒有看到100 kW的負(fù)載。

本文試圖回答以下問題：

什么是簡短的和長互連？

什么是低頻和高頻信號(hào)？

什么是傳輸線？

傳輸線與簡單互連有何不同？

傳輸線如何損害信號(hào)的完整性？

如何正確終止修復(fù)信號(hào)完整性問題？

短互連

短互連是指長度只是信號(hào)正弦波長的一小部分。一小部分的保守經(jīng)驗(yàn)法則是十分之一。例如，您可以將32英寸長（81厘米）的互連視為高達(dá)24 MHz的信號(hào)頻率的集總電容。你到達(dá)那個(gè)頻率因?yàn)?20英寸（8.2米）是32英寸的十分之一的波長。波長為8.2m的信號(hào)頻率為24MHz。你可以從以下公式得出這個(gè)頻率：

所以，頻率=（198 * 10 6 m/sec）/8.2m=24 MHz。如果使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量32英寸長電纜的阻抗，則電纜似乎是一個(gè)簡單的集總70-pF電容（圖2）。

波長參考：

以下是某些參考頻率的波長：

波長= =電磁波移動(dòng)相位變化360°的距離。

這種關(guān)系很簡單distance = velocityXtime公式 = c 0 * T，其中c 0 =光速，T =信號(hào)周期，f =信號(hào)頻率。 = c 0 * 1/f。

這些值適用于自由空間中的電磁波。隨后的討論涵蓋了與導(dǎo)體相鄰的介電材料的影響。電介質(zhì)的影響是前面關(guān)于短互連的討論中出現(xiàn)因素的原因。

短長度互連看起來像一對(duì)導(dǎo)線和一個(gè)簡單的電容器。

通過電阻對(duì)電容充電的RC時(shí)間常數(shù)公式?jīng)Q定了通過短路或低頻互連的信號(hào)延遲（圖3）。印刷電路板上導(dǎo)體的電阻通常太小而無法考慮，但在計(jì)算時(shí)間常數(shù)時(shí)應(yīng)包括驅(qū)動(dòng)器的輸出電阻。例如，對(duì)于R O = 50W的驅(qū)動(dòng)器，電路板走線電容C = 50 pF，以及快速5V輸入脈沖，信號(hào)在一個(gè)時(shí)間常數(shù)（t = RC）中為3.15V。另外，在t = 2.5nsec時(shí)，V = 3.15V（5V的63％）;在t = 5.0nsec，V = 4.30V（5V的86％）;在t = 7.5 nsec時(shí)，V = 4.75V（5V的95％）。

互連的傳播延遲是從施加新信號(hào)到信號(hào)達(dá)到接收器切換閾值的時(shí)間。/p>

銅導(dǎo)線是否決定印刷電路板互連上的最大信號(hào)速度？

這樣的討論一，專注于低頻現(xiàn)象，應(yīng)考慮通過大塊銅導(dǎo)體的電流速度。該電流表示當(dāng)向?qū)w施加電勢(shì)時(shí)發(fā)生的電子（和“空穴”）電荷的流動(dòng)。圖4中的公式顯示了此電荷流的速度。在極低頻率下，基于電荷的電流有時(shí)間流過導(dǎo)體的大部分。然而，對(duì)于高速電子系統(tǒng)，大約6厘米/秒的速度完全不合適。您現(xiàn)在應(yīng)該能夠理解為什么工程教科書將此電荷流稱為“漂移電流”。

那么，高速信號(hào)如何在印刷電路板？

高速信號(hào)在印刷電路板上作為電磁波以大約一半的光速（15厘米/秒，或6英寸/秒）在導(dǎo)體表面和印刷電路板電介質(zhì)上傳播。光也是電磁波，以30厘米/秒的速度在自由空間中傳播（C 0 = 300 * 10 6 m/sec，或186英里/毫秒）。

什么是長互連？

您可能已經(jīng)猜到，雖然短互連小于信號(hào)波長的0.1，但長互連長于信號(hào)波長的0.1。基本準(zhǔn)則是您必須將傳輸線狀態(tài)賦予任何長度是信號(hào)波長的重要部分的互連。但是，您應(yīng)該認(rèn)識(shí)到，對(duì)于脈沖波形，上升時(shí)間比波長用于確定互連是長還是短，更容易使用。

互連共振：

互連長度接近信號(hào)波長的四分之一，互連開始諧振，不再像集總電容那樣工作。例如，圖5中的32英寸長電纜是60 MHz信號(hào)波長的四分之一。

d = vt = v/f，andf = v/d =（3 * 10 8 m/sec/）/（4X32英寸×1英寸/39英寸）= 60 MHz。因此，這種共振現(xiàn)象是不具有接近波長四分之一的互連長度的原因。

元件尺寸與波長的關(guān)系：

圖6顯示100-MHz，1- GHz和10GHz電流信號(hào)頻率。在100 MHz時(shí)，2 cm長的電阻中的電流在整個(gè)電阻上是相同的。在1 GHz時(shí)，電阻中的電流在每端略有不同。您甚至無法在10 GHz處定義集總電阻器中的電流，但是：在一端，電流為正;在另一端，它是消極的。傳統(tǒng)元件的分布特性是在如此高的頻率下使用小型薄膜電阻器的一個(gè)原因。

什么是高頻互連？

高頻互連是指信號(hào)的上升時(shí)間（t R ）小于傳播時(shí)間的兩倍（t） PD ）或飛行時(shí)間，信號(hào)的電磁波到達(dá)互連的末端。

盡管波長標(biāo)準(zhǔn)說明了一個(gè)基本原理，但這種上升時(shí)間規(guī)則更容易使用，并且應(yīng)該形成決定互連是否表現(xiàn)為傳輸線的基礎(chǔ)。原因很簡單：所有數(shù)字信號(hào)都包含高于基波的頻率分量。為了產(chǎn)生尖角，方波至少包含三次和五次諧波。雖然您可以使用這些諧波的頻率，但大多數(shù)數(shù)字系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員都會(huì)考慮上升和下降時(shí)間，這些更容易使用示波器進(jìn)行測(cè)量。如果無法測(cè)量上升和下降時(shí)間，則可以估算它們。通常情況下，每次都是10％到20％的時(shí)間。

設(shè)計(jì)人員不應(yīng)該陷入這樣的陷阱：他們認(rèn)為IC的上升時(shí)間是那些數(shù)據(jù)表上的時(shí)間。大多數(shù)數(shù)據(jù)表甚至沒有指定上升和下降時(shí)間，但數(shù)據(jù)表通常只提供最大（最慢）值。您收到的部件可能至少稍快一些，并且可能快幾倍。因此，您應(yīng)該使用基于制造商保證或自己測(cè)試的上升時(shí)間數(shù)字。

對(duì)于32英寸長電纜的早期示例，您必須將電纜視為用于頻率大于24 MHz的信號(hào)的傳輸線。以下公式說明了這一點(diǎn)：

其中t PD 等于4.15 nsec，這是電磁波進(jìn)行單程旅行所需的時(shí)間。 2t PD 數(shù)字等于8.3 nsec，這是雙程旅行所需的時(shí)間。因此，如果上升時(shí)間小于8.3納秒，則該電纜是傳輸線。如果假設(shè)上升時(shí)間為信號(hào)周期的20％（0.2T = 8.3nsec），則T = 41.5nsec，頻率= 24MHz。因此，對(duì)于頻率高于24 MHz的信號(hào)，此電纜是傳輸線，其中是相對(duì)介電常數(shù)（RG-58電纜為2.3），C O 是光速（300X10 6 m/sec）。

為了節(jié)省計(jì)算時(shí)間，您可以使用一個(gè)圖表來顯示不需要終端的線對(duì)和傳輸線之間的邊界（圖7）。數(shù)據(jù)基于印刷電路板上的互連長度和信號(hào)的上升時(shí)間。

互連波形

圖8顯示了沿簡單導(dǎo)線和沿傳輸線的信號(hào)傳播。該圖顯示了信號(hào)幅度與特定時(shí)間沿線的距離。對(duì)于短互連或低頻信號(hào)，施加的信號(hào)電壓瞬間出現(xiàn)在互連的每個(gè)點(diǎn)上（圖8a）。 （如果通常在印刷電路板和短電纜上，電纜的RC時(shí)間常數(shù)小于信號(hào)的周期，則傳播是瞬時(shí)的。）

實(shí)際上，信號(hào)的電磁波沿著電纜的有限速度傳播。從源到負(fù)載的互連（如果有反射則返回）。然而，這一運(yùn)動(dòng)并不明顯。在每次振幅變化之后，波經(jīng)常從光源傳播到負(fù)載并返回，瞬態(tài)太小而無法觀察。

然而，對(duì)于長互連或高頻信號(hào)，電磁波傳播時(shí)間與上升時(shí)間相當(dāng)（圖8b）。因此，瞬態(tài)入射和反射波振幅在大小上與施加的信號(hào)相當(dāng)。因此，通過圖8中的t 1 ，所施加的信號(hào)電壓僅從源端行進(jìn)了一小段距離。只有經(jīng)過一段時(shí)間后，t 2 ，電壓才會(huì)出現(xiàn)在靠近負(fù)載的位置。

信號(hào)沿著傳輸線沿著接近光速的速度作為電磁波傳播。在自由空間（例如天線）中，導(dǎo)體旁邊沒有電介質(zhì)（絕緣）材料，信號(hào)的電磁波以光速傳播。在印刷電路板上，由于互連導(dǎo)體附近的介電材料，電磁波的速度較低。

電路板互連上的電磁波速度等于光速除以光速的平方根。與導(dǎo)體相鄰的材料的相對(duì)介電常數(shù)。例如，在由FR-4材料制成的板上，相對(duì)介電常數(shù)（ R ）= 4，并且 = 2。因此，電路板上的信號(hào)速度是光速的一半（1.5 * 10 8 m/sec或6 in./nsec）。

波傳播

波浪的概念是物理學(xué)中最重要的統(tǒng)一概念之一。物理環(huán)境有許多類型的波：光波，聲波，水波，熱浪，無線電和電視波，地震波，甚至交通波。移動(dòng)波攜帶能量。大多數(shù)波浪穿過介質(zhì)，如地球，空氣，水和鋼，而不是實(shí)際攜帶物質(zhì)，盡管它們需要物質(zhì)傳播。

水波例證了需要中間材料的波傳播。當(dāng)你將鵝卵石放入靜水中時(shí)，卵石附近的水顆粒會(huì)立即從它們的平衡位置移開。這些粒子的運(yùn)動(dòng)擾亂了相鄰的粒子，導(dǎo)致它們移動(dòng)，并且該過程繼續(xù)，產(chǎn)生波浪。水波由沿著表面移動(dòng)而遠(yuǎn)離初始擾動(dòng)的漣漪組成。各個(gè)水顆粒主要上下移動(dòng)，略微側(cè)向運(yùn)動(dòng)。然而，所有粒子的累積效應(yīng)產(chǎn)生的波從初始擾動(dòng)點(diǎn)徑向向外移動(dòng)。

具有與其他波唯一不同的性質(zhì)的電磁波在傳輸線中受到關(guān)注。電磁波可以在沒有任何物質(zhì)存在的情況下在真空中傳播。因此，印刷電路板上的銅和其中的電子都不需要移動(dòng)以獲得到達(dá)目的地的瞬態(tài)信號(hào)。同樣，電磁波在真空中傳播的能力允許在外太空真空中與衛(wèi)星進(jìn)行通信。

一組稱為麥克斯韋方程的緊湊原理描述了電磁波現(xiàn)象。這些方程基于實(shí)驗(yàn)觀察，并提供電場，電荷，電流和磁場的基本關(guān)系的最準(zhǔn)確模型。這些方程涵蓋了無線電波，紅外線，可見光線，X射線和伽馬射線的整個(gè)電磁波譜。

電磁波傳播

電磁波由時(shí)變電場和磁場組成。當(dāng)一對(duì)導(dǎo)體上的電荷改變時(shí)，電荷產(chǎn)生的電場改變。該時(shí)變電場產(chǎn)生磁場。時(shí)變磁場又產(chǎn)生電場。 （兩個(gè)帶電電極或變化的磁場可以產(chǎn)生電場。）這些時(shí)變場繼續(xù)在不斷擴(kuò)展的區(qū)域中相互產(chǎn)生，并且產(chǎn)生的波從初始電荷變化的位置傳播。

圖9顯示了在傳輸線上傳播的電波和磁波。這些波是源處的正弦信號(hào)的結(jié)果。這些波處于橫向電磁（TEM）模式，因?yàn)閳雠c行進(jìn)方向垂直（橫向）。電（E）和磁（H）場也彼此垂直。

自由空間中的波傳播：

它所經(jīng)過的介質(zhì)的介電常數(shù)和磁導(dǎo)率決定了電磁波的傳播速度。

介電常數(shù)， ，是電介質(zhì)在電場的影響下存儲(chǔ)電勢(shì)能的能力。自由空間的介電常數(shù)是

介電常數(shù)是電容器的重要參數(shù)。測(cè)量單元中法拉的存在應(yīng)該有助于您記住定義，并將介電常數(shù)與滲透率區(qū)分開來。

滲透性μ是磁性物質(zhì)的特性，其決定物質(zhì)在物質(zhì)占據(jù)的磁場區(qū)域中改變磁通量的程度。自由空間的滲透率

自由空間中的速度v是

自由空間以外的材料中的波傳播：

雖然您可以將介電常數(shù)和滲透率表示為絕對(duì)數(shù)，但您幾乎總是將每個(gè)數(shù)量表示為相對(duì)值。相對(duì)值是您要表征的物質(zhì)的介電常數(shù)或磁導(dǎo)率與相應(yīng)的自由空間值之比。相對(duì)介電常數(shù)的另一個(gè)名稱是相對(duì)介電常數(shù)，或者更常見的是介電常數(shù)。表1顯示了各種材料的介電常數(shù)和相對(duì)滲透率。

皮膚效應(yīng)：

對(duì)于諸如銅之類的良導(dǎo)體外的電場，導(dǎo)體表現(xiàn)出無限的導(dǎo)電性。但是，在完美的導(dǎo)體內(nèi)部，不存在電場或磁場。在良導(dǎo)體內(nèi)，變化的電場只能穿透薄的區(qū)域或皮膚。隨著信號(hào)頻率的增加，皮膚厚度減小。

計(jì)算趨膚深度的公式為，其中是以歐姆為單位的導(dǎo)體電阻率 - 米，，f是以赫茲為單位的頻率。 （例如，銅的趨膚深度可能只有10μm。）

傳輸線上的波速：

表2顯示了使用傳輸線的電磁波速度各種電介質(zhì)。

LUMPED-COMPONENT CIRCUIT MODELS

上述電磁波模型是物理學(xué)家為解釋實(shí)驗(yàn)觀察而設(shè)計(jì)的最準(zhǔn)確的模型。然而，對(duì)于習(xí)慣于包含集總元件的電路模型的電子工程師，例如電阻器，電容器和電感器，這些模型及其隨附的方程式是不方便的。集總元件電路模型的設(shè)計(jì)者只能處理直流和極低頻電流，但是工程師已經(jīng)將這些模型用于表示傳輸線。

許多小的集總R，L和C分量代表傳輸線的連續(xù)均勻電阻，電感和電容。常規(guī)電流和電壓代表電磁波。圖10顯示了這個(gè)集總組件模型的兩個(gè)版本。二階傳輸線模型更準(zhǔn)確，因?yàn)樗腥N組件類型。然而，工程師更經(jīng)常使用一階模型，因?yàn)榇蠖鄶?shù)傳輸線電纜和印制電路板導(dǎo)體的L值和C值使R值相形見絀。因此，忽略串聯(lián)電阻和分流電導(dǎo)通常是安全的。

電路模型的特征阻抗：

傳輸線的集總電路模型最重要的參數(shù)是特性阻抗，Z 0 。 Z 0 是源信號(hào)驅(qū)動(dòng)器在信號(hào)高速轉(zhuǎn)換期間看到的有效傳輸線阻抗。在過渡結(jié)束后，電纜或印刷電路板導(dǎo)體的阻抗恢復(fù)到簡單電線的阻抗，每個(gè)電阻具有接近零的電阻。然而，傳輸線的最令人驚訝的方面是Z 0 ，即使電路模型由電感器和電容器組成，Z 0 實(shí)際上是一個(gè)沒有電抗元件的純電阻器。此外，與導(dǎo)體的串聯(lián)電阻不同，Z 0 的值不接近零。

在信號(hào)轉(zhuǎn)換期間，駕駛員看到只有Z 0 并且沒有看到負(fù)載阻抗，Z L ，它位于傳輸線的末端。

您可以從傳輸線電路模型中推導(dǎo)出Z 0 （圖11）。

本著微積分的精神，考慮傳輸線的短長度， x。量 V是串聯(lián)電感器的壓降，L。每單位長度的電壓，dV/dx = z * I，其中z是阻抗，I是電流。量 I是流過電容器的電流C，所以dI/dx5y * V，其中y是導(dǎo)納。導(dǎo)納，其單位是西門子，是阻抗的倒數(shù)。因此，您使用以下等式推導(dǎo)出Z 0 ：

其中 = 2pf，z =系列元素每單位長度的阻抗。

其中y =分流元件每單位長度的導(dǎo)納。

采用等式1的二階導(dǎo)數(shù)并代入公式2，公式2變?yōu)閐 2 V/dx 2 = zXdI/dx = zyV，其解決方案

和

等式3是等式d 2 V/dx 2 = z * dI/dx = zyV，其中V是傳輸線上任何一點(diǎn)的電壓，當(dāng)x接近零且V L = V 1 + V 2 。

當(dāng)你將方程3和4替換為等式1和2并將它們組合起來，等式成為：

這是特征阻抗。

注意特性阻抗是一個(gè)完全獨(dú)立于頻率的純電阻，即使傳輸線電路由無功電感和電容元件。

導(dǎo)出的公式表示速度作為傳輸線的每單位長度的L和C的函數(shù)。速度= 1/。然而，通常，更容易從光速除以相對(duì)介電常數(shù)的平方根導(dǎo)出速度。您可以更容易地獲得的值，而不是確定傳輸線的每單位長度的L和C.

物理尺寸的特征阻抗：

因?yàn)閭鬏斁€的電感和電容僅取決于實(shí)現(xiàn)的物理特性，您還可以從線路的物理尺寸推導(dǎo)出傳輸線的特征阻抗。圖12顯示了三個(gè)配置示例。微帶傳輸線的典型尺寸為：對(duì)于1盎司銅，T（導(dǎo)體厚度）= 0.0015英寸，對(duì)于G-10玻璃環(huán)氧樹脂，H（基板厚度）= 0.062英寸，W（導(dǎo)體寬度）= 0.015英寸。

傳輸線上的多個(gè)負(fù)載：

傳輸線上的大多數(shù)學(xué)術(shù)教科書都假設(shè)每條傳輸線只有一個(gè)負(fù)載，但許多印刷電路板在一條傳輸線上放置多個(gè)負(fù)載。因此，實(shí)踐工程師已經(jīng)開發(fā)出一種經(jīng)驗(yàn)公式來修改特征阻抗和信號(hào)速度，以解決多個(gè)負(fù)載增加的額外電容。公式如下：

C 0 是傳輸線每單位長度的空載電容，C L 是每單位長度增加的負(fù)載電容。增加的電容會(huì)降低有效Z 0 并增加傳播延遲。雖然這些公式不在理論教科書中，但它們?cè)谠S多應(yīng)用筆記中，包括一個(gè)經(jīng)典的摩托羅拉MECL（摩托羅拉發(fā)射極耦合邏輯）手冊(cè)。本手冊(cè)也是微帶傳輸線的C 0 值的來源。

對(duì)帶有開路負(fù)載的傳輸線的反思：

接下來是對(duì)從信號(hào)源到開路負(fù)載端的傳輸線上傳播的信號(hào)波的啟發(fā)式描述，其中信號(hào)反射回源。圖13中的集總元件電路模型使用均勻分布的電感和電容，它們看起來像許多無窮小的集總元件。電壓和電流定義信號(hào)。

當(dāng)信號(hào)到達(dá)傳輸線的負(fù)載端時(shí)，其有序進(jìn)展被中斷。在時(shí)間t 1 ，波正接近負(fù)載端。信號(hào)能量波的電壓和電流一起前進(jìn)：L Y 正在傳輸電流，但L Z 不是，并且C Y 向E收費(fèi)，但C Z 不是。在C Y 之間存在電壓，因此電流立即開始流過L Z 。因?yàn)長 Z 攜帶與L Y 一樣多的電流，所以C Y 增加不超過E.當(dāng)前進(jìn)入L Z 流入C Z ，將其充電到E.在時(shí)間t 2 ，能量波到達(dá)終點(diǎn)?，F(xiàn)在所有電容器都充電到E，所有電感器現(xiàn)在都帶有電流I.

此時(shí)，波浪的進(jìn)展無法繼續(xù)。 L Z 正在向C Z 傳送電流，但C 之外沒有電感id =“id6040672-329-sub”> Z 充當(dāng)電流的出口，因?yàn)镃 Z 變?yōu)槌潆?。?dāng)C Z 變得過度充電時(shí)，您可以在時(shí)間t 3 看到結(jié)果。 L Z 在排出磁能之前不能停止傳送電流。 L Z 繼續(xù)將電流驅(qū)動(dòng)到C Z ，直到C Z 的電壓為2E。此時(shí)，L Z 中的電流為零。在時(shí)間t 4 ，當(dāng)L Z 停止傳送電流時(shí)，所有電流L Y 進(jìn)位被驅(qū)動(dòng)到C Y ，加倍C Y 并強(qiáng)制L Y 中的電流停止。

同時(shí)，電壓在L Z 的兩端變得相等，所以C Z 上的過充電無法逃脫。 C Y 和C Z 的電壓為2E，L Y 且L Z 為零。假設(shè)每個(gè)L的能量等于每個(gè)C的能量，該過程沿著該線逐漸地繼續(xù)。結(jié)果是幅度為E的電壓波返回到源并且增加到原始波。反射電流波表現(xiàn)為負(fù)I波返回光源并消除原始波，因此凈電流為零。沒有電流流回源，但波前確實(shí)傳播。從光源流出的電流繼續(xù)這樣做，直到它遇到反射波。

請(qǐng)記住，這種解釋僅僅是用最初用于低頻的集總元件模擬實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)（現(xiàn)實(shí)）的嘗試。電路。您可以使用電磁波微分方程或波動(dòng)方程和邊界條件更準(zhǔn)確地模擬這些現(xiàn)象。

對(duì)具有短路負(fù)載的傳輸線的反思：

短路反射負(fù)載與上述類似，電壓和電流波形互換。

對(duì)具有匹配負(fù)載阻抗的傳輸線的反射：

當(dāng)負(fù)載阻抗等于傳輸線的特征阻抗時(shí)，不會(huì)發(fā)生反射。負(fù)載看起來像傳輸線的均勻特征阻抗，因此負(fù)載吸收所有的波能。通常，這種配置是理想的。此外，通常，當(dāng)負(fù)載阻抗與傳輸線的特征阻抗（Z 0 ）不匹配時(shí)，應(yīng)添加Z 0 端接電阻與負(fù)載并聯(lián)。負(fù)載阻抗通常很高，因此其值無關(guān)緊要。由于源阻抗通常較低，因此可以將一個(gè)終端電阻與源串聯(lián)，這樣總電阻等于Z 0 。在應(yīng)用這些指南時(shí)要小心，因?yàn)闀?huì)發(fā)生異常。

對(duì)具有不連續(xù)或中間負(fù)載的傳輸線的反射：

不連續(xù)性（均勻特征阻抗的變化）或中間負(fù)載在傳輸線上產(chǎn)生反射，就像負(fù)載端的阻抗不匹配一樣。任何中間反射都會(huì)返回光源并增加傳輸線上傳輸?shù)钠渌ā?/p>

對(duì)任何負(fù)載阻抗的傳輸線的反射：

如果負(fù)載阻抗Z L ，則與傳輸線的Z 0匹配并且如果Z L 既不是零也不是無窮大，負(fù)載不吸收的信號(hào)能量反射回源。當(dāng)反射到達(dá)源時(shí)，如果源阻抗Z S ，則不匹配Z 0 ，從源回到負(fù)載有一個(gè)反射。反射一直持續(xù)到傳輸線上的負(fù)載，源和損耗完全吸收波的能量。

的下列公式確定傳輸線不匹配時(shí)的反射大小結(jié)束（源或負(fù)載）：

此公式用于負(fù)載不匹配。如果用Z S 代替Z L ，則可以使用公式作為源端。對(duì)于開路計(jì)算，將公式除以Z L 以避免無窮大超出無窮大。

格點(diǎn)圖：

您可以使用晶格圖來計(jì)算反射（圖14）。首先，請(qǐng)注意，V S 時(shí)的初始源電壓V 0 為0.5V因?yàn)?V的電壓V在Z S 和Z 0 之間劃分。晶格圖顯示在t = 0時(shí)，V 0 = 0.5V電壓波傳播到負(fù)載端，其中反射系數(shù)為0.6。因此，在t = 1時(shí)的負(fù)載下的總電壓V L 是0.8V。然后0.3V的反射電壓在0.5V入射波上返回光源。當(dāng)0.3V波到達(dá)源時(shí)，不會(huì)發(fā)生反射，因?yàn)閆 S = Z 0 ，使反射系數(shù)為零。

Bergeron圖：

您可以使用更復(fù)雜的Bergeron繪圖技術(shù)計(jì)算反射（圖15）。該技術(shù)對(duì)非線性終端特別有用;也就是說，根據(jù)信號(hào)電平是高電平還是低電平，驅(qū)動(dòng)器或接收器具有不同的阻抗。

階梯步進(jìn)反射：

圖16是傳輸線的示例其源極和負(fù)載阻抗產(chǎn)生反射，導(dǎo)致電壓以階梯方式上升。當(dāng)Z S 且Z L 僅略高于Z 0 。第一個(gè)信號(hào)波是完整驅(qū)動(dòng)信號(hào)的一部分，因?yàn)轵?qū)動(dòng)信號(hào)在Z S 和Z 之間劃分0 。接收器上的信號(hào)在達(dá)到其全值之前需要大約四次反復(fù)往返（40 nsec）。

振鈴反射：

圖17提供了產(chǎn)生反射的源阻抗，傳輸線和負(fù)載的不同配置示例，這些反射在傳輸線上顯示為振鈴。過沖可能會(huì)損壞接收器電路，或者如果接收器在振鈴消退之前讀取信號(hào)，則會(huì)破壞數(shù)據(jù)。圖中的波形只有方形邊緣而不是曲線，因?yàn)樗鼇碜阅M。在該模擬中，Z L >> Z 0 。隨著負(fù)載和電纜損耗逐漸吸收信號(hào)的能量，振鈴衰減。您現(xiàn)在可以看到t RISE ＆amp; 2次飛行時(shí)間和互連長度> 0.1波長的標(biāo)準(zhǔn)不是絕對(duì)分界，而是經(jīng)驗(yàn)法則，因?yàn)樽杩共黄ヅ浜头瓷涞挠绊懕举|(zhì)上是模擬的。

工商管理碩士學(xué)位，并且是IEEE的成員。他在工作之外的活動(dòng)包括全球旅行，攝影和育兒。